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1 引言 高亮度和超高亮度LED的發(fā)展引發(fā)了照明工業(yè)的一場(chǎng)革命。半導體光源以其高可靠性和高效率在許多場(chǎng)合已替代了白熾燈泡。LED的許多應用要求離線(xiàn)電源驅動(dòng)，提供恒定DC輸出電流、低DC輸出電壓和單位功率因數(即輸入功率因數等于1或接近于1)。傳統的解決方案是采用回掃找變換器拓撲結構，但該方案需要電源變壓器。 Supertex公司推出的固定頻率PWM控制器HV9931提供了簡(jiǎn)單無(wú)變壓器電流源變換器解決方案。HV9931利用單級PFC降壓一升壓(buck-boost)和降壓(buck)拓撲控制LED燈，無(wú)需電源變壓器，可從85～264Vac的通用輸入驅動(dòng)LED燈，并獲得單位功率因數和高降壓比。HV9931非常適合于需要功率因數校正(PFC)和低輸入電流總諧波失真(THD)的LED照明應用，例如交通信號、路燈、裝飾照明、建筑照明和離線(xiàn)LED燈等。 2 引腳功能及主要特點(diǎn) HV993l采用8引腳SOIC和DIP封裝，引腳排列如圖1所示。引腳功能如表1所列。 HV9931的主要特點(diǎn)如下： ●利用一個(gè)單級PFC降升壓一降壓拓撲驅動(dòng)和控制LED燈； ●恒定輸出電流； ●較大的降壓比； ●獲得單位功率因數和低輸入電流諧波失真； ●固定頻率或固定關(guān)斷時(shí)間操作； ●內置450V的線(xiàn)性穩壓器； ●輸入和輸出電流感測，輸入電流限制； ●可實(shí)現PWM和相位調光及模擬調光。 3 功能與工作原理 基于HV9931的離線(xiàn)PFC LED驅動(dòng)器電路工作原理如圖2所示。 HV9931驅動(dòng)的是一個(gè)單級單開(kāi)關(guān)非隔離恒流輸出降升壓-降壓(buckboost-buck)電源變換器。AC線(xiàn)路輸入通常為85～264Vac，經(jīng)全波橋式整流后直接加至VIN腳(該腳上的DC輸入電壓為8～450Vac)，經(jīng)內部高壓穩壓器電路，產(chǎn)生7.5 V的VDD電壓。VDD電壓可做為電流感測比較器的參考。內部穩壓器帶欠壓保護電路，只要VDD腳上的電壓低于6.5 V，HV9931即關(guān)斷。VDD腳上的旁路電容CDD≥1μF，要求其有低ESR。在VDD腳外部施加一個(gè)高于7.5 V的電壓也可使HV9931工作，在此情況下，內部線(xiàn)性穩壓器將截止。 連接在RT腳與CATE腳之間的電阻RT用于設置恒定關(guān)斷時(shí)間Toff： 如果RT連接在RT腳與地之間，RT值將設置開(kāi)關(guān)頻率FS： RS1和RS2為電流感測電阻。RS1和RS2上的電壓(-VS1與-VS2)分別經(jīng)RVS1與Rref1、RCS2與Rref2組成的分壓器分壓，輸入到電流感測比較器的反相端(CS1和CS2)。比較器的電流感測門(mén)限由負電流感測信號來(lái)編程。當CSl腳或CS2腳上的電壓低于地電平時(shí)，GATE腳上的輸出脈沖將終止。腳CS2內部的比較器負責輸出電流調節。通過(guò)LED的輸出電流IO可利用下式計算： 式中：△iL2為L(cháng)2的峰-峰值電流紋波。通�！鱥L2=0.3iL2。 CS1腳內部比較器限制輸入電感L1的電流iL1，其電流門(mén)限可按式(4)計算： 式中：iL1(PK)為L(cháng)1的最大峰值電流。 HV9931的PWMD腳連接到VDD，柵極驅動(dòng)器使能，電路正常工作。若PWMD腳接地或開(kāi)路，柵極驅動(dòng)器截止，MOSFET(Q1)關(guān)斷。若在PWMD腳施加一個(gè)TTL兼容方波信號，可以獲得PWM調光。在額定輸出電流下。當PWM占空比為5％時(shí)，LED亮度降低50％，PWM頻率應高于100 Hz，以使人眼看不到頻閃。通過(guò)施加5％的LED電流，采用模擬(線(xiàn)性)調光，也可獲得50％的亮度。HV9931還能實(shí)現相位調光。根據標準墻上調光器的相位控制波形，經(jīng)PWM腳或VIN腳可使HV9931截止，中斷輸出LED電流。 單級單開(kāi)關(guān)非隔離無(wú)變壓器buckboost-buck電源拓撲由兩部分組成：L1、Cl、Dl和D4組成輸入buckboost級，它與L2、D2、D3和C0組成的輸出buck級相級聯(lián)。兩個(gè)變換器級共用一個(gè)功率開(kāi)關(guān)Q1。輸入buckboost級工作在不連續導電模式(DCM)，輸出級則在連續導電模式(CCM)運行。系統步降(step-down)比為兩個(gè)變換器級步降比之乘積。于是，不用變壓器就可獲得高降壓比。 在系統加電后，橋式整流電壓使Q1導通，L1中的電流線(xiàn)性增加。同時(shí)，電容C1為輸出降壓級加電，流過(guò)L2的電流也線(xiàn)性增加。iL1的電流通路為：D4→L1→Q1→RS1；iL2的電流路徑為：C1正端→Q1→RS2→LED→L2→D2→C1負端。 當Q1關(guān)斷時(shí)，D1正向偏置，輸入電感電流iL1轉入到C1，電流流向為：D4→L1→C1→D1；同時(shí)，流過(guò)L2的電流流過(guò)D3，iL2流向為：L2→D3→LED。Ll中的電流線(xiàn)性下降，只要一降為零，D1則反向偏置，阻止iL1流動(dòng)。在Q1再次導通之前，iL1=0的時(shí)間為L(cháng)1的死區時(shí)間。此時(shí)，iL2繼續流動(dòng)，直到降至零后新的開(kāi)關(guān)周期開(kāi)始，Ql導通。在A(yíng)C線(xiàn)路周期之內，可以認為開(kāi)關(guān)占空因數D和開(kāi)關(guān)頻率?s不變，于是，峰值L1電流iL1(pk)和平均輸入電流直接與輸入電壓成正比： 式中：Reff為有效輸入電阻。 L1中的峰值電流iL1(pk)正比于輸入電壓，平均輸入電流呈正弦波形。因此，可獲得單位功率因數和低輸入電流諧波失真。 4 主要元件的選取 設LED電源變換器的AC輸入電壓為80～260Vac，輸出電流IO=750 mA，輸出電流紋波為±10％，輸出電壓VO=25 V，THD<20％，開(kāi)關(guān)頻率?s=100 kHz，效率η=76％，主要元件的選擇如下。 4.1 RT的選擇 TS=1／fs=1／100 kHz=10μs，若Toff=8μs，由式(1)得： RT(kΩ)=Toff(μs)×25-22=8×25-22=178 kΩ 4.2 電感器L2電感值的確定 若允許峰-峰值紋波電流△iL2=0.3iL2=0.3×0.75A=0.225 A，L2中的峰值電流為： iL2(pk)=iL2+1／2(△iL2)=0.75A+1／2(0.225A)=0.86A 設輸入級效率η1=0.85，輸出buck級效率η2=0.9，總效率η=η1η=η2≈0.76。L2值可按下式計算： 4.3 RS2和RCS2的選擇 輸出電流感測電阻RS2的功率消耗設定為0.25W，RS2=0.25 W／I20=0.25w／(0.75A)2≈0.44Ω。RS2可選用0.47Ω／0.5 W的電阻。根據式(3)得： 4.4 計算輸入電感L1值 輸入電感器電感值按式(8)計算： 4.5 確定RS1和RCS1值 最大峰值電流iL1(pk)發(fā)生在最低線(xiàn)路電壓VAC(min)上，可以計算在VAC(min)下的D=0.41，iL1(pk)值為： 若允許RS1在VAC(min)下的功耗為0.1 W，下式成立： 由式(10)可得：RS1≈0.332Ω，功耗為0.25 W。 將峰值輸入電流限制在iL1(pk)的120％，并選擇Rref1=100 kΩ，根據式(4)得： 4.6 選擇C1值 C1值可利用下式計算： 式中，參數δ=31，?ac=50 Hz，η2=90％，系數K3=0.15，IO=0.75A，VO=25 V。計算出：C1≈31μF。 電容C1上的電壓根據式(12)計算： 式中：VC1(max)為260 Vac輸入下C1上的電壓，δmax為260 V下的最大值，δmax=146。將有關(guān)數據代入式(12)得： 式中，系數Kc(min)=0.032。根據式(12)可得： VCl(pk)=(1+0.032)x182≈188 V 因此，C1可選用33μF／200 V的電容。 4.7 功率器件的選擇 通過(guò)簡(jiǎn)單計算，Q1的漏一源極電壓可達500 V，Q1選用800 V、2A的SPPO2N80C3，其RDS(on)=2.7Ω，柵極電Qg=12nC，二極管Dl選用BYD57K(800V，1A，trr=75 ns)，D2和D3選用BYD57J(600 V，1A，trr=30 ns)，D4選用BYD57G(400 V，1A，trr=30 ns)，此外，輸出電容C0選取1 μF／50 V。 5 結束語(yǔ) HV9931是為高亮度LED串供電的通用AC輸入非隔離恒流源控制IC。該固定頻率PWM控制器利用一個(gè)單級PF buckboost-buck專(zhuān)利拓撲為L(cháng)ED負載提供恒定輸出電流，滿(mǎn)足輸入AC電流諧波限制標準，獲得接近1的功率因數。 |
