|
本帖最后由 李寬 于 2009-10-19 16:01 編輯 作者：Anil Baby，Maxim公司SPM產(chǎn)品線(xiàn)高級工程師 時(shí)間：2009-10-10 下一代建筑和裝飾照明通過(guò)適當組合紅、綠、藍LED的輸出能夠獲得更全面的色彩。在這種高亮度、多LED串聯(lián)的應用中，典型導通壓降可能達到22V至36V，吸收電流為1A至2A。圖1所示LED驅動(dòng)器能夠為多個(gè)LED串聯(lián)的模塊提供2A的驅動(dòng)電流，正向導通電壓可以達到36V。該電路僅驅動(dòng)RGB LED的一種顏色，驅動(dòng)三種顏色需要三路這樣的驅動(dòng)器。由于LED產(chǎn)生的光強與其導通電流并非線(xiàn)性關(guān)系，選擇通過(guò)PWM(而非LED電流幅度)控制亮度等級，每個(gè)LED由脈沖調制的固定電流控制燈光亮度。IC控制器利用平均電流模式提供LED驅動(dòng)，需要最少的外部元件。 工作原理 為了高效提供電流驅動(dòng)，LED驅動(dòng)器采用連續導通模式(CCM)的boost拓撲，利用平均電流模式控制輸入電壓的升壓轉換，為L(cháng)ED負載提供恒流驅動(dòng)。單一芯片(MAX16821B)工作在300kHz，控制boost轉換器工作。由于boost轉換器拓撲在轉換器輸入和輸出之間提供了一個(gè)直接通道，必須確保串聯(lián)LED的最小導通電壓大于輸入電源電壓的最大值。LED負載通過(guò)MOSFET (Q1)和檢流電阻(R13)跨接在boost轉換器的輸出端，PWM ON期間Q1接通LED電流，PWM OFF期間則斷開(kāi)電流通道。檢測R13兩端的電壓(代表通過(guò)LED的電流)時(shí)，IC可以抑制共模噪聲并在DIFF引腳提供以地為參考的輸出，增益為6V/V。檢流放大器輸出信號與內部電壓誤差放大器的0.6V基準相比較，差分檢流放大器的6V/V增益能夠使電流檢測的參考點(diǎn)從0.6V降至0.1V，即在額定負載電流下R13的壓差只有0.1V，有助于提高效率。該 boost轉換器采用平均電流控制模式，通過(guò)兩個(gè)反饋環(huán)路控制LED電流。外環(huán)路檢測LED電流，并將其與基準電壓相比較，在EAOUT (第17引腳)產(chǎn)生放大后的誤差信號。內環(huán)路檢測誤差放大器的電壓輸出，相應地控制流過(guò)電感(L1)的電流。誤差放大器輸出還決定了以R13設置的電流驅動(dòng)LED時(shí)所需要的電感電流，LED額定電流在R13產(chǎn)生的壓降為0.1V。 
第二個(gè)檢流電阻(R15)用于設置電感返回通道的電流。U2內部的差分電流檢測放大器提供34.5V/V增益。電流誤差放大器將該輸出電壓與電壓誤差放大器的輸出進(jìn)行對比，產(chǎn)生內部平均電流控制環(huán)路的誤差信號。這一放大后的誤差信號與內部振蕩器斜波進(jìn)行比較，最終產(chǎn)生PWM信號(在DL第3引腳)用于驅動(dòng)MOSFET Q2。電流誤差放大器的高增益使得電路能夠根據電壓環(huán)路的要求產(chǎn)生平均電感電流(在所允許的限制范圍內)，保持非常低的誤差。在指定的輸入電源電壓和LED正向導通電壓(忽略開(kāi)關(guān)、二極管、檢流電阻等元件的壓差)下，boost轉換器的CCM工作模式?jīng)Q定了PWM開(kāi)關(guān)的占空比，固定占空比與所要求的LED電流相對應，由此確定所需要的電感電流。電壓環(huán)路控制電流環(huán)路產(chǎn)生這一平均電感電流，從而提供所需的LED電流。兩個(gè)控制環(huán)路都應提供獨立補償，以確保穩定工作。 轉換器設計 轉換器參數要求如下： ● 輸入電壓范圍：9V至15V ● 最大LED正向導通電壓：33V ● LED電流：2A ● 開(kāi)關(guān)頻率：300kHz(頻率較低時(shí)會(huì )提高濾波成本，頻率較高時(shí)則會(huì )降低效率、提高EMI。根據這些因素，將開(kāi)關(guān)頻率優(yōu)化在300kHz)。 利用下式計算Q2的ON占空比：
式中VLEDMAX為L(cháng)ED的最大導通電壓(應該包括MOSFET Q1的壓降和檢流電阻R13的壓降)，VD是整流二極管D1兩端的電壓，VINMIN是最小輸入電壓，VFET為ON期間MOSFET Q2的平均電壓。該電路中：DMAX = 0.74。 選擇電感(L1)時(shí)，必須考慮其電感量和額定峰值電流，利用下式計算最大平均電感電流 (ILAVG)：
確定電感峰值電流(ILPEAK)時(shí)，須注意流過(guò)電感的紋波電流，與電感值和開(kāi)關(guān)頻率有關(guān)。假設電感電流的最大峰峰值紋波(ILPP)為20%。由于ILPP為平均電感電流ILAVG的20%，則：
上式中代入已知參數，得到：ILAVG = 7.7A、ILPEAK = 9.24A。 接下來(lái)計算最小電感值LMIN，電感電流紋波設置在最大值：
式中FSW為開(kāi)關(guān)頻率。 將已知參數代入上式，可得：ILMIN=7.05mH。電感值增加20%容限，可選擇10mH標準電感。 電阻R15檢測通過(guò)電感的平均電流，在R15上產(chǎn)生25.7mV(最小值)壓差的電流是平均電流控制環(huán)路所允許的最大電感電流。借助該項功能，能夠在過(guò)載情況下保護外部器件，通過(guò)鉗制作用在電流誤差放大器的基準電壓的最大值實(shí)現這一保護功能。選擇R15應確保其流過(guò)最大電感電流時(shí)電阻兩端的電壓低于25.7mV。該應用中，正常工作時(shí)R15兩端的最大電壓為24mV�？梢岳霉剑�
濾波電容 利用公式
反饋補償 平均電流控制環(huán)路 為確保平均電流控制環(huán)路的穩定性，電流誤差放大器的增益應該限定在某一數值以?xún)?頻率接近開(kāi)關(guān)頻率)。理由是：Q2處于OFF期間，通過(guò)R15 測得的電流不斷衰減，在此期間為負斜率變化。負斜率信號放大后作用到誤差放大器的輸入，經(jīng)過(guò)電流誤差放大器再次放大，最終轉換成正斜率信號作用在PWM比較器輸入。為了保證電流環(huán)路穩定，這個(gè)正斜率信號不能超過(guò)作用在PWM比較器另一輸入端的三角波信號的正斜率。這一條件限定了信號到達PWM比較器之前電感電流的總增益(開(kāi)關(guān)頻率處)。低頻總增益可以更高一些，允許平均電感電流精確建立在所設定的穩態(tài)值。 從IC(U2)架構可以看出，通過(guò)控制電流誤差放大器的增益級可滿(mǎn)足穩定性要求。利用下式可以計算開(kāi)關(guān)頻率處的最大增益，確保放大器環(huán)路穩定：
式中VRPP為內部紋波的峰峰值(2V)，L為L(cháng)1電感值，AVCSA為電流檢測放大器的差分增益(34.5V/V)。將已知參數代入公式可得：ACEA=1.75V/V。內部電流誤差放大器為跨導放大器，增益為550mS (550mA/V)。電阻R10連接到誤差放大器輸出CLP (第16引腳)，控制電流誤差放大器在開(kāi)關(guān)頻率處的增益。電阻R10為：
代入已知參數，可得：R10= 3.18kW。應用中采用3.16kW標準電阻。 如果R10接GND，頻率低于3dB截止頻率時(shí)，電流誤差放大器的增益為1.75V/V。為保證環(huán)路穩定，要求在接近開(kāi)關(guān)頻率時(shí)總增益為 1.75V/V。較低頻率下即使具有較高增益，也不會(huì )放大線(xiàn)性衰減的電感電流，電感電流紋波不存在低頻分量。電流誤差放大器傳輸函數中引入一個(gè)零點(diǎn)，將使電流環(huán)路增益在零點(diǎn)頻率以上變得平坦(1.75V/V)，并在零點(diǎn)頻率以下增益明顯提升。零點(diǎn)頻率由C11和R10決定，本應用中最佳零點(diǎn)頻率為開(kāi)關(guān)頻率的1/12，能夠快速地將平均電感電流建立在設定值。為了在1/12開(kāi)關(guān)頻率處放置一個(gè)零點(diǎn)，按照下式計算
。 代入已知參數，得到：C11=1.99nF，選擇2.2nF標準電感。 C10在開(kāi)關(guān)頻率處引入高頻極點(diǎn)，抑制開(kāi)關(guān)操作引入的各種噪聲：。代入已知參數，得到：C10=152pF，可選擇180pF標準電感。 電壓控制環(huán)路 通過(guò)反饋環(huán)路保持R13兩端的電壓固定，最終得到固定的LED電流。根據LED電流和開(kāi)關(guān)占空比產(chǎn)生一個(gè)固定值，電壓控制環(huán)路為電流控制環(huán)路產(chǎn)生一個(gè)輸入基準，用于設置電感的平均電流。比較R13兩端的壓降和100mV基準，電壓誤差放大器對這一差值進(jìn)行放大，產(chǎn)生一個(gè)與所要求的電感平均電流相對應的基準電壓，利用下式計算基于LED電流的R13電阻值：
由于boost轉換器工作在連續導通模式，電源電路傳輸函數存在一個(gè)右半平面(RHP)零點(diǎn)。該零點(diǎn)提供20dB/十倍頻程的增益和90度的相位滯后，很難補償。最簡(jiǎn)單的方法是在低于RHP零點(diǎn)頻率處抵消該零點(diǎn)，將環(huán)路增益降至0dB(利用-20dB/十倍頻程)。對于boost轉換器，下式給出了最差工作條件下的RHP零點(diǎn)頻率(FZRHP)：
平均電流控制環(huán)路將電感和輸出電容COUT構成的雙極點(diǎn)、2階系統轉換成1階系統，1階系統的單個(gè)極點(diǎn)由輸出濾波電容和輸出負載電阻決定。輸出濾波電容和輸出負載動(dòng)態(tài)電阻構成的極點(diǎn)頻率由下式計算：
為了補償電壓控制環(huán)路(使環(huán)路保持穩定并具有足夠的相位裕量)，環(huán)路單位增益的頻率(FC)應該低于RHP零點(diǎn)頻率的1/5。本應用中，為了獲得較好的相位裕量，單位增益頻率選擇RHP零點(diǎn)頻率的1/10：
C14和R14決定補償零點(diǎn)頻率FZ1，按照下式計算C14：
PWM調光和LED保護 LED通過(guò)連接在PWMDIM輸入端的低頻PWM信號調節亮度(外部信號作用在圖1電路)，PWM信號幅度范圍：3V至10V，頻率可達2kHz。電路中，外部MOSFET (Q1)與LED串聯(lián)能夠快速接通、切斷LED電流。PWM ON期間，Q1導通;PWM OFF期間Q1斷開(kāi)。LED關(guān)閉時(shí)，U3將CLP拉低，禁止PWM開(kāi)關(guān)工作，關(guān)閉Q2。 小信號MOSFET Q3用于完成一個(gè)重要功能，PWM調光時(shí)可直接影響LED電流控制環(huán)路的響應時(shí)間。PWM OFF期間處于斷開(kāi)狀態(tài)，阻斷C12/C14通路使其在OFF周期內保持電荷量不變;PWM返回ON狀態(tài)時(shí)，電壓誤差放大器的輸出可以立即達到前期的穩態(tài)值，幾乎在LED導通的同時(shí)建立LED電流。通用運算放大器(U1)能夠在LED溫度達到85℃時(shí)阻止電流的流通，為L(cháng)ED提供保護。利用EPCOS NTC電阻檢測溫度，將其安裝在LED板，假設25℃時(shí)對應的阻值為10kW，運算放大器的輸出控制U2的EN輸入，當溫度達到85℃時(shí)關(guān)閉LED，溫度降至75℃時(shí)恢復LED導通。 如果沒(méi)有過(guò)壓保護，LED開(kāi)路時(shí)升壓轉換器可能使電壓上升到不安全的水平。圖1所示電路能夠在輸出電壓上升到33.5V時(shí)關(guān)閉轉換器。當U2的OVI輸入超過(guò)1.276V (電阻R5/R7電阻分壓器設置的門(mén)限，對應于33.5V過(guò)壓門(mén)限)時(shí)，關(guān)閉PWM開(kāi)關(guān)，提供系統保護。為了保持過(guò)壓門(mén)限精度，R7選擇25kW電阻。利用下式計算過(guò)壓門(mén)限對應的R5：
，式中VOVT為所要求的門(mén)限。 參考文獻： [1]MAX16821數據手冊 [2]Maxim應用筆記：為高亮度LED提供高效電流驅動(dòng) [3]Maxim應用筆記：設計非隔離型反激LED驅動(dòng)器 [4]Maxim應用筆記：具備高溫保護功能的白光LED驅動(dòng)器 [5]王瑩.LED:讓世界光彩奪目.電子產(chǎn)品世界[J].2009(4):24-29 |
