|
交錯工作的多相轉換器或同步整流降壓(buck)轉換器通常用于微處理器供電，實(shí)際應用中這些電路會(huì )在電感中引入較大的紋波電流，使轉換器產(chǎn)生相當大的開(kāi)關(guān)損耗。為了降低開(kāi)關(guān)損耗，可以在多相轉換器中使用耦合線(xiàn)圈拓撲，耦合線(xiàn)圈在不增加輸出電壓紋波的前提下減少相的波動(dòng)，從而提高電源效率。此外，耦合線(xiàn)圈拓撲結合低漏電電感，有助于提高轉換器的瞬態(tài)響應。 當前，高性能微處理器的供電需要具有快速瞬態(tài)響應能力的大電流、低電壓DC/DC轉換器。這些電源必須在輸出1V或更低電壓時(shí)，能夠提供大于100A的電流，除此之外，它們還必須能夠在納秒級響應負載瞬變。負載發(fā)生變化時(shí)，電源輸出電壓必須保持在非常窄的穩壓邊界以?xún)�。當然，負載電流增大時(shí)允許輸出電壓出現少量“跌落”，但須控制在穩壓邊界內。 微處理器大多采用同步降壓轉換器，典型情況下，這些轉換器用來(lái)將12V的總線(xiàn)電壓降壓轉換到1.0V或更低電壓。同時(shí)還要求降壓轉換器具有更高的穩定性并可快速響應負載變化，為了達到這一要求，通常使用小尺寸電感，以便電流能夠快速上升并有助于減小輸出電容尺寸。但這種方案存在一個(gè)問(wèn)題：小電感值會(huì )使電感的紋波電流較大，轉換器的開(kāi)關(guān)損耗也比較大。 錯相工作的多相轉換器能夠從根本上抑制輸出電容的紋波電流，允許設計人員使用較小尺寸的輸出電容，而且不會(huì )影響電壓紋波。此外，它們也可以減小每相的電感，使電源能夠更快地響應負載電流的變化。但會(huì )引入另一問(wèn)題，由于降低了非耦合多相降壓轉換器的每相電感，每相的紋波電流增大，再次導致開(kāi)關(guān)損耗和線(xiàn)圈損耗增大。 一種替代方案是在多相轉換器中使用耦合線(xiàn)圈拓撲，在相同輸出紋波電壓下通過(guò)降低每相的紋波避免增大開(kāi)關(guān)損耗。另外，如果使用耦合線(xiàn)圈，低漏感還有助于提高轉換器的瞬態(tài)響應。 耦合線(xiàn)圈拓撲 目前，從市場(chǎng)上可以找到多種工業(yè)標準的多相降壓控制器和轉換器，本文采用MAX8686進(jìn)行測試，比較多相轉換器中耦合線(xiàn)圈與非耦合線(xiàn)圈拓撲的性能。兩片MAX8686控制器用于構建兩相buck轉換器。MAX8686為電流模式、同步PWM 降壓調節器，內置MOSFET�？刂破鞴ぷ髟�4.5V至20V輸入電源范圍，提供可調節的0.7V至5.5V輸出電壓，每相電流可達25A�？刂破骺梢耘渲瞥蓡蜗嗉岸嘞嗖僮�，MAX8686能夠工作在主、從模式。 圖1電路給出了兩種架構：采用耦合線(xiàn)圈和非耦合線(xiàn)圈的兩相轉換器。LOUT_WINDING1和LOUT_WINDING1可以是相互耦合的兩個(gè)線(xiàn)圈，也可以是兩個(gè)物理上相互獨立的電感。采用耦合線(xiàn)圈時(shí)，兩個(gè)線(xiàn)圈之間的連接方式(如：同相或錯相)非常重要，圖2所示原型設計電路板采用MAX8686，轉換器工作在400kHz；輸入電壓為12V、輸出電壓為1.2V，最大額定電流為50A。+70°C、200LFM空氣流通條件下，轉換器能夠提供高達40A的電流。 
圖1：使用耦合線(xiàn)圈的雙相降壓轉換器原理圖，注意錯相操作的線(xiàn)圈極性。這里采用的線(xiàn)圈極性能夠獲得最佳性能。內嵌圖片中，兩個(gè)電感有助于降低磁耦合，此時(shí)沒(méi)有極性問(wèn)題。 電感問(wèn)題 圖 3所示為兩種電感連接形式下的電感電流和LX電壓波形，兩個(gè)電感為Vishay公司的0.56μH-IHLP-4040DZ-11。電感電流在輸出電容內疊加，圖3b和圖3c表示轉換器采用兩個(gè)線(xiàn)圈耦合情況下的波形，這里使用的耦合線(xiàn)圈為BI Technologies的HM00-07559LFTR，自感為0.6μH(典型值)、漏感為0.3μH(最小值)。圖3b所示為耦合線(xiàn)圈按照錯相方式連接時(shí)的電感電流波形；圖3c所示為耦合線(xiàn)圈按照同相方式連接時(shí)的電感電流波形。不推薦使用同相連接，因為它會(huì )增大每相電流，降低轉換器效率。 圖 3a所示采用兩個(gè)獨立電感，每相只有一個(gè)電流脈沖通過(guò)每個(gè)電感；相比之下，圖3b和圖3c中，耦合線(xiàn)圈在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期通過(guò)兩個(gè)電流脈沖。但是，線(xiàn)圈連接成同相操作時(shí)會(huì )在第二相開(kāi)啟時(shí)導致電流下降，而不是上升。耦合線(xiàn)圈架構中，線(xiàn)圈連接成錯相操作時(shí)，可以抑制電流紋波。使用兩個(gè)獨立電感時(shí)不存在連接極性問(wèn)題，因為二者之間沒(méi)有互感。圖3d所示波形為采用耦合線(xiàn)圈時(shí)每相的電流，線(xiàn)圈連接成錯相操作，負載電流為40A。
圖2：原型電路板包含兩片MAX8686 PWM控制器和一組耦合線(xiàn)圈，每路輸出可提供1.2V、最大50A電流。
圖3a：兩相板，使用兩個(gè)獨立電感。Ch1：主LX電壓；Ch2：從LX電壓；Ch3：主電感電流；Ch4：從電感電流；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/空載。
圖3b：兩相板，采用耦合線(xiàn)圈，錯相工作。Ch1：主LX電壓；Ch2：從LX電壓；Ch3：主電感電流；Ch4：從電感電流；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/空載。
圖3c：兩相板，采用耦合線(xiàn)圈，同相工作。Ch1：主LX電壓；Ch2：從LX電壓；Ch3：主電感電流；Ch4：從電感電流；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/空載。
圖3d：兩相板，采用耦合線(xiàn)圈，錯相工作。Ch1：主LX電壓；Ch2：從LX電壓；Ch3：主電感電流；Ch4：從電感電流；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/40A。 圖3：各種線(xiàn)圈組合下的輸出波形，可以看出轉換器性能有差異。圖3a和圖3b分別采用的是獨立電感和耦合電感；圖3c和圖3d采用的是耦合線(xiàn)圈，但分別工作在同相和錯相方式。注意：耦合線(xiàn)圈連接成同相方式時(shí)，紋波電流增大，效率降低。不推薦使用這種方式。 輸出電感的選擇對于優(yōu)化效率和瞬態(tài)響應非常重要，根據所允許的電感紋波電流計算電感值。較大的電感值有助于降低紋波電流，在不增加直流電阻的前提下能夠提高效率。但是，較大的電感值需要更多繞線(xiàn)，導致電感尺寸增大。另外，為了保持電阻值不變，必須增大線(xiàn)徑，使電感尺寸增大。 如果使用較大電感，負載瞬變時(shí)會(huì )降低電感輸出電流的擺率，LIR定義為紋波電流與每相負載電流之比，折衷選擇LIR，數值范圍通常為0.2至0.5。相數較多時(shí)，利用其紋波電流抑制的優(yōu)勢可以適當增大LIR。為了確保最佳的LIR，需要選擇具有較低直流電阻、飽和電流大于電感峰值電流的電感。如果電感的直流電阻用于檢測輸出電流，電流檢測信號應該為MAX8686檢流操作提供足夠幅度，為避免噪聲干擾，推薦信號電平為10mV(最小值)。 電容問(wèn)題 輸入電容用于降低從直流輸入電源吸收的峰值電流，降低電路的開(kāi)關(guān)操作所引入的噪聲和紋波電壓。輸入電容必須使開(kāi)關(guān)電容造成的紋波電流滿(mǎn)足要求，應使用低ESR (等效串聯(lián)電阻)的鋁電解電容或陶瓷電容，避免出現較大的負載躍變時(shí)在輸出端產(chǎn)生較大的電壓瞬變。應仔細考量供應商給出的紋波電流規格對應的溫度降額，一般允許10°C至20°C的溫升。此外，可以利用多個(gè)小電感值、低ESL(等效串聯(lián)電感)的電容并聯(lián)，以降低高頻振蕩。 選擇輸出電容的關(guān)鍵參數是實(shí)際電容值、ESR、ESL和額定電壓。這些參數會(huì )影響系統的整體穩定性、輸出電壓紋波以及瞬態(tài)響應，輸出紋波電壓包含三部分，即輸出電容儲存電荷的變化，電流流入、流出電容時(shí)在ESR和ESL上產(chǎn)生的壓降。下面給出了選擇電容使用的公式。 設計計算 1.開(kāi)啟條件 VIN = 12V；VOUT = 1.2V；IOUT = 50A；η = 0.85 工作頻率 = 400kHz；N = 2 N = 相數；η = 效率因子 2.電感值計算 從計算轉換器功耗和輸入電流入手： POUT = VOUT x IOUT PIN = POUT / η PDISS = PIN – POUT 60W = 1.2V x 50A 70.58W = 60W/0.85 因此： PDISS = 10.58W (70.58W – 60W) IIN(AV) = PIN/VIN = 70.58W/12V = 5.882A
圖4a：兩相板，使用兩個(gè)獨立電感。瞬變負載；Ch2：輸出電壓；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/5A–25A–5A。
圖4b：兩相板，使用兩個(gè)獨立電感。瞬變負載；Ch2：輸出電壓；VIN = 12V；VOUT = 1.2V/5A–25A–5A。 圖4：圖中波形表示錯相工作條件下，使用兩個(gè)獨立電感(4a)和使用一組耦合線(xiàn)圈(4b)情況下的瞬態(tài)響應。 接下來(lái)，計算輸出電感值：
LIR = 電感紋波電流系數 =⊿I/IOUT = 0.2 可以求解⊿I → 0.2 x IOUT (計算輸出紋波時(shí)需要)。
商用化電感中最接近的電感值是0.56μH，直流電阻為0.0017歐姆。 3.計算峰值電流
計算輸入電容(CIN) N x D = 0.235，N x D < 1
其中，IIN(RMS)為流過(guò)輸入電容的紋波電流RMS值。 4.計算輸出紋波電壓(VRIPPLE) 假設： ESR = (2.5/6) × 10-3 (輸出電容的ESR) ESL = (1/6) × 10-9 (輸出電容的寄生電感ESL) COUT = 600μF 計算VRIPPLE：
VRIPPLE (ESR) = ⊿I × ESR = 10 × 0.416 × 10-3 = 4.16mV 因此，總紋波電壓VRIPPLE為：VRIPPLE (COUT) + VRIPPLE (ESL) + VRIPPLE (ESR) 得到：VRIPPLE = 10mV左右 耦合線(xiàn)圈拓撲對性能的改善 圖4a和圖4b給出了使用耦合線(xiàn)圈拓撲和兩個(gè)獨立電感情況下瞬態(tài)負載響應特性的對照，由于在耦合線(xiàn)圈架構中瞬態(tài)負載響應僅受漏感的制約，與自感無(wú)關(guān)，所以，采用耦合線(xiàn)圈拓撲大大提高了瞬態(tài)響應特性。設計中沒(méi)有降低每相的電感。
圖5a
圖5b 圖5：使用耦合電感(耦合線(xiàn)圈，5a)時(shí)的輸出紋波遠遠低于使用兩個(gè)獨立電感(獨立線(xiàn)圈，5b)情況下的紋波。 圖5a和圖5b所示波形是兩種架構下的輸出電壓紋波，圖6所示曲線(xiàn)為耦合、非耦合兩相轉換器的效率對照。從中可以看出耦合線(xiàn)圈架構對效率的改善，空載時(shí)耦合線(xiàn)圈架構消耗較大電流，所以，輕載時(shí)耦合線(xiàn)圈架構效率較低；重載時(shí)，耦合線(xiàn)圈拓撲能夠提供更高效率。
圖6：使用耦合電感時(shí)，重載下能夠提供更高效率；輕載下使用兩個(gè)獨立電感的驅動(dòng)器效率略高一些。 作者：美信集成產(chǎn)品公司戰略應用工程師Sunil Akre |
