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作者：Masashi Nogawa，德州儀器 (TI) 線(xiàn)性穩壓器高級系統工程師 引言 隨著(zhù)通信信道的復雜度和可靠性不斷增加，人們對于電信系統的要求和期望也不斷提高。這些通信系統高度依賴(lài)于高性能、高時(shí)鐘頻率和數據轉換器器件，而這些器件的性能又非常依賴(lài)于系統電源軌的質(zhì)量。當使用一個(gè)高噪聲電源供電時(shí)，時(shí)鐘或者轉換器 IC 無(wú)法達到最高性能。僅僅只是少量的電源噪聲，便會(huì )對性能產(chǎn)生極大的負面影響。本文將對一種基本 LDO 拓撲進(jìn)行仔細研究，找出其主要噪聲源，并給出最小化其輸出噪聲的一些方法。 表明電源品質(zhì)的一個(gè)關(guān)鍵參數是其噪聲輸出，它常見(jiàn)的參考值為 RMS 噪聲測量或者頻譜噪聲密度。為了獲得最低 RMS 噪聲或者最佳頻譜噪聲特性，線(xiàn)性電壓穩壓器（例如：低壓降電壓穩壓器，LDO），始終比開(kāi)關(guān)式穩壓器有優(yōu)勢。這讓其成為噪聲敏感型應用的選擇。 基本 LDO 拓撲 一個(gè)簡(jiǎn)單的線(xiàn)性電壓穩壓器包含一個(gè)基本控制環(huán)路，其負反饋與內部參考比較，以提供恒定電壓—與輸入電壓、溫度或者負載電流的變化或者擾動(dòng)無(wú)關(guān)。 圖 1 顯示了一個(gè) LDO 穩壓器的基本結構圖。紅色箭頭表示負反饋信號通路。輸出電壓 VOUT 通過(guò)反饋電阻 R1 和 R2 分壓，以提供反饋電壓 VFB。VFB 與誤差放大器負輸入端的參考電壓 VREF 比較，提供柵極驅動(dòng)電壓 VGATE。最后，誤差信號驅動(dòng)輸出晶體管 NFET，以對 VOUT 進(jìn)行調節。 
圖 1 LDO 負反饋環(huán)路 簡(jiǎn)單噪聲分析以圖 2 作為開(kāi)始。藍色箭頭表示由常見(jiàn)放大器差異代表的環(huán)路子集（電壓跟隨器或者功率緩沖器）。這種電壓跟隨器電路迫使 VOUT 跟隨 VREF。VFB 為誤差信號，其參考 VREF。在穩定狀態(tài)下，VOUT 大于 VREF，其如方程式 1 所描述：
圖 2 LDO 參考電壓緩沖 其中，1 + R1/R2 為誤差放大器必須達到穩態(tài)輸出電壓 (VOUT) 的增益。 假設電壓參考不理想，并在其DC輸出電壓（VREF）上有一個(gè)有效噪聲因數VN（REF）。假設圖 2 中所有電路模塊均理想，VOUT 便為噪聲源的函數�？梢暂p松地對方程式 1 進(jìn)行修改，以考慮到噪聲源，如方程式 2 所示：
其中，VN（REF） 為輸出的單獨噪聲影響因素，如方程式 3 所示：
通過(guò)方程式 2 和 3，我們可以清楚地看到，更高的輸出電壓產(chǎn)生更高的輸出噪聲。反饋電阻 R1 和 R2 設置（或者調節）輸出電壓，從而設置輸出噪聲電壓。因此，許多LDO器件的特點(diǎn)是，噪聲性能與輸出電壓有關(guān)。例如，VN = 16 µVRMS×VOUT 說(shuō)明了一種標準的輸出噪聲描述方式。 主要 LDO 輸出電壓噪聲源 對于大多數典型的LDO器件來(lái)說(shuō)，主要輸出噪聲源為方程式3所示經(jīng)過(guò)放大的參考噪聲。雖然總輸出噪聲因器件不同而各異，但一般都是如此。圖 3 為一個(gè)完整的結構圖，顯示了其各個(gè)電路組件的相應等效噪聲源。由于任何有電流流過(guò)的器件都是一個(gè)潛在的噪聲源，圖 1 和圖 2 所示所有單個(gè)組件均為一個(gè)噪聲源。 圖 4 由圖 3 改畫(huà)而來(lái)，目的是包括 OUT 節點(diǎn)的所有等效參考噪聲源。完整的噪聲方程式為：
圖 3 等效噪聲源 LDO 拓撲
圖 4 統一噪聲源 LDO 拓撲 在大多數情況下，由于參考電壓模塊即能帶隙電路由許多電阻器、晶體管和電容器組成，因此 VN（REF） 往往會(huì )大于該方程式中最后三個(gè)噪聲源，其中 VN(REF) >> VN(R1) 或者 VN(REF) >> VN(R2)。因此，方程式 4 可以簡(jiǎn)化為：
就高性能 LDO 器件而言，常見(jiàn)的方法是添加一個(gè)降噪 (NR) 引腳，以消除參考噪聲。圖5描述了NR引腳如何降低噪聲。由于VN（REF）為主要輸出噪聲源，因此我們在參考電壓模塊（VREF）和誤差放大器之間插入一個(gè)RC濾波電容器CNR，旨在減少這種噪聲。RC 濾波器減少噪聲的程度由一個(gè)衰減函數決定：
其中
圖 5 參考噪聲濾波器 LDO 拓撲
圖 6 RMS 噪聲與輸出電壓的關(guān)系 因此，放大參考噪聲被降至(1 + R1/R2) × VN(REF) × GRC，則方程式5變?yōu)椋?br />
在現實(shí)世界中，所有控制信號電平均依賴(lài)于頻率，包括噪聲信號在內。如果誤差放大器帶寬有限，則高頻參考噪聲 (VN(REF)) 通過(guò)誤差放大器濾波，其方式與使用 RC 濾波器類(lèi)似。但在實(shí)際情況下，誤差放大器往往具有非常寬的帶寬，因此 LDO 器件擁有非常好的電源紋波抑制 (PSRR) 性能，其為高性能 LDO 的另一個(gè)關(guān)鍵性能參數。為了滿(mǎn)足這種矛盾的要求，IC 廠(chǎng)商選擇使用寬帶寬誤差放大器，以實(shí)現最佳低噪聲 PSRR。如果低噪聲也為強制要求，則這樣做會(huì )帶來(lái) NR 引腳功能的使用。 典型電路中參考噪聲的控制 放大參考噪聲 TI TPS74401 LDO 用于測試和測量。表 1 列出了常見(jiàn)配置參數。請注意，為了便于閱讀，TPS74401 產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)的軟啟動(dòng)電容器 CSS 是指降噪電容器 CNR。 表 1 設置參數
首先，使用一個(gè)可忽略不計的小 CNR，研究放大器增益的影響。圖 6 顯示了 RMS 噪聲與輸出電壓設置的對比情況。如前所述，主要噪聲源 VN（REF） 通過(guò)反饋電阻器 R1 和 R2 的比放大。我們將方程式 7 修改為方程式 8 的形式：
其中，VN（Other）為所有其它噪聲源的和。 如果方程式 8 擬合y=ax + b的線(xiàn)性曲線(xiàn)，如圖 6 中紅色虛線(xiàn)所示，則 VN（REF）（斜率項）可估算為 19 µVRMS，而 VN(Other)（y 截距項）為 10.5 µVRMS。正如在后面我們根據“降噪（NR）引腳效應”說(shuō)明的那樣，CNR 的值為 1pF，目的是將 RC 濾波器效應最小化至可忽略不計水平，而 GRC 被看作等于 1。在這種情況下，基本假定 VN（REF） 為主要噪聲源。 請注意，當 OUT 節點(diǎn)短路至 FB 節點(diǎn)時(shí)噪聲最小，其讓方程式 8 的放大器增益（1 + R1/R2）等于1（R1=0）。圖 6 顯示，該最小噪聲點(diǎn)約為 30 µVRMS。 抵銷(xiāo)放大參考噪聲 本小節介紹一種實(shí)現最小輸出噪聲配置的有效方法。如圖 7 所示，一個(gè)前饋電容器 CFF 向前傳送（繞開(kāi)）R1 周?chē)妮敵鲈肼�。這種繞開(kāi)或者短路做法，可防止在高于 R1 和 CFF 諧振頻率 fResonant 時(shí)參考噪聲因誤差放大器增益而增加，其中：
輸出噪聲變?yōu)椋?br />
圖 7 使用噪聲最小化前饋電容(CFF) 的 LDO 拓撲 圖 8 顯示了RMS噪聲相對于前饋電容 (CFF) 和不同輸出電壓設置的變化。請注意，每個(gè) RMS 圖線(xiàn)上各點(diǎn)代表上述電路狀態(tài)下整個(gè)給定帶寬的完整噪聲統計平均數。正如我們預計的那樣，所有曲線(xiàn)朝 30 µVRMS 左右的最小輸出噪聲匯集；換句話(huà)說(shuō)，由于 CFF 效應，噪聲匯聚于 VN(REF) + VN(Other)。
圖 8 前饋電容對噪聲的影響 圖 8 對此進(jìn)行了描述。CFF 值大于 100nF時(shí)，方程式 8 中1 + R1/R2 的放大器增益被抵銷(xiāo)掉。出現這種情況的原因是，盡管低頻噪聲未被 CFF 完全抵銷(xiāo)，但是低頻噪聲對 RMS 計算的總統計平均數影響不大。為了觀(guān)察 CFF 的實(shí)際效果，我們必需查看噪聲電壓的實(shí)際頻譜密度圖（圖9）。圖9表明，CFF=10µF 曲線(xiàn)的噪聲最小，但是某些頻率以上時(shí)所有曲線(xiàn)均接近于這條最小噪聲曲線(xiàn)。這些頻率相當于由 R1 和 CFF 值決定的諧振極點(diǎn)頻率。R1 等于 31.6 kΩ 時(shí)計算得到的 CFF值，請參見(jiàn)表 2。 表 2 計算得諧振頻率
圖 9 表明，50 Hz 附近時(shí)，CFF=100 nF 曲線(xiàn)轉降。5 kHz 附近時(shí)，CFF=1 nF 曲線(xiàn)轉降，但是 CFF=10 pF 時(shí)諧振頻率受 LDO 噪聲總內部效應影響。通過(guò)觀(guān)察圖 9，我們后面均假設 CFF=10µF 最小噪聲。
圖 9 各種 CFF 值的輸出頻譜噪聲密度 降噪 (NR) 引腳的效果 在 NR 引腳和接地之間使用 RC 濾波器電容（CNR）時(shí)，GRC 下降。圖 10 表明 RMS 噪聲為 CNR 的函數（參見(jiàn)圖 5）。稍后，我們將在第三段“其它技術(shù)考慮因素”中說(shuō)明這兩條曲線(xiàn)的差異。
圖 10 RMS 噪聲與降噪電容的關(guān)系 圖 10 利用 10 Hz 到 100 kHz 更寬融合范圍，來(lái)捕捉低頻區域的性能差異。CNR=1pF 時(shí)，兩條曲線(xiàn)表現出非常高的RMS噪聲值。盡管圖 10 沒(méi)有顯示，但不管是否 CNR=1pF，都沒(méi)有 RMS 噪聲差異。這就是為什么在前面小節“放大參考噪聲”中，我們把GRC被看作等于 1 的原因。 正如我們預計的那樣，隨著(zhù) CNR 增加，RMS 噪聲下降，并在 CNR=1µF 時(shí)朝約12.5 µVRMS 的最小輸出噪聲匯聚。 CFF= 10 µF 時(shí)，放大器增益（1 + R1/R2）可以忽略不計。因此，方程式 8 可以簡(jiǎn)寫(xiě)為：
正如我們看到的那樣，VN(Other) 并不受 CNR 影響。因此，CNR 保持 10.5 µVRMS，其由圖 6 所示數據曲線(xiàn)擬合度決定。方程式 10 可以表示為：
接下來(lái)，我們要確定 GRC 降噪電容的影響，這一點(diǎn)很重要。圖 10 中曲線(xiàn)的最小測量噪聲，讓我們可以將方程式10改寫(xiě)為：
其中，求解VN(REF) × GRC 得到 2 µVRMS。增加 CNR 會(huì )使參考噪聲從19.5 µVRMS降至 2 µVRMS，也就是說(shuō)，在 10 Hz 到 100 kHz 頻率范圍，GRC 從整數降至 0.1 (2/19.5) 平均數。 圖 11 顯示了 CNR 如何降低頻域中的噪聲。與圖 9 所示小 CFF 值一樣，更小的 CNR 開(kāi)始在高頻起作用。請注意，CNR 最大值 1µF 表明最低噪聲。盡管 CNR = 10 Nf 曲線(xiàn)表明最小噪聲幾乎接近于 CNR = 1 µF 的曲線(xiàn)，10-Nf 曲線(xiàn)顯示30Hz 和100Hz 之間有一小塊突出部分。
圖 11 不同 CNR 值時(shí)輸出頻譜噪聲密度與頻率的關(guān)系 圖8所示曲線(xiàn)（CNR = 1 pF），可改進(jìn)為圖 12（CNR = 1 µF）。圖 8 顯示 CFF = 100 Nf 和 CFF = 10 µF 之間幾乎沒(méi)有 RMS 噪聲差異，但是圖 12 清楚地顯示出了差異。 圖 12 中，不管輸出電壓是多少，CFF = 10 µF 和 CNR = 1 µF 均帶來(lái)最低噪聲值12.5 µVRMS，也即最小 GRC 值（換句話(huà)說(shuō)，RC濾波器的最大效果）為 0.1。12.5 µVRMS 值為 TI 器件 TPS74401 的底限噪聲。
圖 12 噪聲優(yōu)化以后 RMS 噪聲與前饋電容的關(guān)系 當我們把一個(gè)新LDO器件用于噪聲敏感型應用時(shí)，利用大容量CFF和CNR電容確定這種器件的獨有本底噪聲是一種好方法。圖12表明RMS噪聲曲線(xiàn)匯聚于本底噪聲值。 其他技術(shù)考慮因素 降噪電容器的慢啟動(dòng)效應 除降噪以外，RC濾波器還會(huì )起到一個(gè)RC延遲電路的作用。因此，較大的CNR值會(huì )引起穩壓器參考電壓的較大延遲。 前饋電容器的慢啟動(dòng)效應 CFF利用一種機制繞過(guò)R1反饋電阻AC信號，而憑借這種機制，其在激活事件發(fā)生后VOUT不斷上升時(shí)，也繞過(guò)輸出電壓反饋信息。直到CFF完全充電，誤差放大器才利用更大的負反饋信號，從而導致慢啟動(dòng)。 為什么高VOUT值會(huì )導致更小的RMS噪聲 在圖8和圖10中，相比VOUT=0.8V的情況，VOUT=3.3V曲線(xiàn)的噪聲更小。我們知道，更高的電壓設置會(huì )增加參考噪聲，因此這看起來(lái)很奇怪。對于這種現象的解釋是，由于CFF連接至OUT節點(diǎn)，因此除繞過(guò)電阻器R1的噪聲信號以外，CFF還有增加輸出電容值的效果。圖12表明，由于參考噪聲被最小化，我們便可以觀(guān)測到這種現象。 RMS噪聲值 由于TPS74401的本底噪聲為12.5 µVRMS，它是市場(chǎng)上噪聲最低的LDO之一。在設計一個(gè)超低噪聲穩壓器過(guò)程中，12.5 µVRMS絕對值是一個(gè)較好的參考值。 結論 本文深入探討了LDO器件的基本噪聲以及如何將其降至最小，具體包括： * 每種電路模塊對輸出噪聲的影響程度 * 參考電壓如何成為主要的噪聲源（經(jīng)誤差放大器放大） * 如何抵銷(xiāo)經(jīng)過(guò)放大的參考噪聲 * NR功能的工作原理 謹慎選擇降噪電容器 (CNR) 和前饋電容器 (CFF)，可以將 LDO 輸出噪聲最小化至器件獨有的本底噪聲水平。利用這種噪聲最小化配置，LDO 器件便可保持本底噪聲值，讓其同非優(yōu)化配置中常常影響噪聲水平的一些參數無(wú)關(guān)。 給電路添加 CNR 和 CFF 時(shí)存在慢啟動(dòng)副作用，因此我們必須認真選擇這些電容器，以實(shí)現快速升壓。 本文所述方法已經(jīng)用于優(yōu)化 TI 的 TPS7A8101 LDO 的噪聲。在 TPS7A8101 產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)第 10 頁(yè)，不管參數如何變化，器件都擁有恒定的噪聲值。 參考文獻 1、《可編程軟啟動(dòng)3.0A超低噪聲LDO》，發(fā)表于《TPS74xx》產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)www.ti.com/lit/SBVS066M 2、《低噪、寬帶寬、高PSRR、低壓降1A線(xiàn)性穩壓器》，發(fā)表于 《TPS7A8101產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)》www.ti.com/lit/SBVS179A 相關(guān)網(wǎng)站 電源管理：http://www.ti.com.cn/lsds/ti_zh/ ... t/power_portal.page TPS7A8101：www.ti.com.cn/product/cn/TPS7A8101 TPS74401：www.ti.com.cn/product/cn/TPS74401 | ||||||||||||||||||||||||||||||||||
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感謝樓主。相當不錯的內涵文章，英文原文在這里，http://www.ti.com.cn/cn/lit/an/zhct188/zhct188.pdf TI官方中文譯文在這里：http://www.ti.com.cn/general/cn/ ... hct188&fileType=pdf |
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