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作者：安森美半導體高級應用工程師卜仕鋒 摘要 三相無(wú)刷直流電機的調制方式：方波120度脈寬調制（120Degree-PWM）、正弦脈寬調制（SPWM）和空間矢量脈寬調制（SVPWM），本文將對各自方式的原理、SVPWM7段式與5段式特性、SPWM和SVPWM需要的角度推算以及PWM占空比的計算做出詳細介紹，并提供實(shí)驗實(shí)測的波形圖。 引言 BLDC（Brushless Direct Current）無(wú)刷直流電機已在家用電器、汽車(chē)、醫療、工業(yè)設備等領(lǐng)域被廣泛使用，三相無(wú)刷直流電機是更主流產(chǎn)品。圖1為三相無(wú)刷直流電機的驅動(dòng)部分示意圖，主要包括霍爾信息的采集，以及根據霍爾信號對三相逆變器做對應的調制，三相逆變器PWM的開(kāi)關(guān)順序已經(jīng)PWM的占空比是調制的主要內容，不同的調制方式對BLDC的運行性能有很大影響，近年來(lái)隨著(zhù)電機控制系統越來(lái)越精細，在原來(lái)常見(jiàn)的方波120度脈寬調制基礎上，正弦脈寬調制（SPWM）和空間矢量脈寬調制（SVPWM）出現，使電機脈動(dòng)降低、電流波形畸變減小，但后兩者的算法比較復雜，本文將對三種調制方式逐一地介紹其特性、原理及計算細節。安森美半導體LC08000M芯片集成這三種調制方式，適合應用在BLDC的驅動(dòng)。 
圖1：三相無(wú)刷直流電機驅動(dòng)示意圖 1. 方波120度脈寬調制 利用霍爾值（每個(gè)電氣周期6次變化），改變UVW相電流流向，但同一霍爾值內電流流向不變，任何時(shí)刻只能一相的上橋和另一相的下橋導通，這種控制方式簡(jiǎn)單，但存在最大60度的轉矩偏角，效率降低，同時(shí)會(huì )伴有轉動(dòng)噪音。
圖： Hall狀態(tài)與PWM、三相反電動(dòng)勢、三相電流的對應關(guān)系 在上橋下橋PWM開(kāi)關(guān)控制順序不同，我們可以做出下面5種模式的選裝。
LC08000M為了減小在換相時(shí)轉矩的波動(dòng)，采用了PWM值過(guò)渡方式，這一處理能有效降低了轉動(dòng)噪音。
圖3：LC08000M 方波120°脈寬調制的PWM與霍爾關(guān)系的對應圖
圖4：實(shí)測LC08000M方波120度脈寬調制的效果 2. 正弦脈寬調制（SPWM） 疊加在MOS管的直流電壓可以通過(guò)PWM開(kāi)關(guān)控制來(lái)等效成正弦電壓，由于中性點(diǎn)為0，因此電機的相電壓也為正弦，從而使得電機相線(xiàn)電流也成正弦變化規則，消除了轉矩波動(dòng)。根據面積等效原理，正弦波還可以等效成PWM波。如圖5所示，通過(guò)這種方式我們不停的調整PWM的占空比來(lái)實(shí)現正弦電壓效應。
圖5：正弦波與PWM波的等效圖 正弦脈寬調制需要知道ωt的詳細值，而我們從霍爾元件只可以讀取到60°120°180°240°360°這個(gè)6個(gè)大體的位置信息，所以我們需要從前幾次霍爾值變化的間隔時(shí)間推算出60度內的內角度。在電機靜啟動(dòng)情況下，我們無(wú)法推算出內角度信息，因此啟動(dòng)情況下，我們還是要采用方波120度脈寬調制方式啟動(dòng)，但電機得到一個(gè)穩定轉動(dòng)后，我們可以推算出內角度，就可以切換成正弦脈寬調制方式。 推算內角度方法：如圖6-1首先計算出每個(gè)60°需要的時(shí)間，除以PWM周期的時(shí)間可以計算出60°內PWM的次數，從而得到60°內每增加1個(gè)PWM時(shí)內角度增加的值，在加上通過(guò)霍爾值對應的大角度值就得到當前的角度；UVW三相彼此相差120°相位。
圖6-1 舉例：PWM基本周期頻率20KHz（50μs），8極對電機，在轉速2000r/m時(shí)，求角度變化值 1） 2000r/m*8 = 16000hall/m （每分鐘的霍爾電氣周期） 2）16000/60 = 266.67hall/s （每秒的霍爾電氣周期） 3）1/266.67 = 3.75ms （每個(gè)霍爾周期需要的時(shí)間） 4）3.75ms/6 = 625μs （每60度需要的時(shí)間） 5）625μs/50μs = 12.5次 （每60度內PWM周期的次數） 6）60°/12.5=4.8° （每個(gè)PWM周期增加的角度值）
圖6-2 然后通過(guò)查詢(xún)代碼中內置的sin函數值，在疊加上力矩輸出要求的百分比，這樣我們可以在每次PWM周期結束后立即修改PWM的占空比，使其得到正弦脈寬調制方式。 LC08000M芯片有正弦脈寬調制（SPWM）功能，并且內部集成了上面的軟件計算部分。
圖7：實(shí)測LC08000M正弦脈寬調制（SPWM）的效果 3. 空間矢量脈寬調制（SVPWM） 與SPWM不同，SVPWM施加在電機端線(xiàn)上電壓并非等效正弦波電壓，此時(shí)電機中心點(diǎn)電壓并非為0，但電機相電壓仍然為等效正弦，從而使得電機相線(xiàn)電流也成正弦變化規則。 三相全橋逆變器共8種開(kāi)關(guān)模式，分別對應八個(gè)基本電壓空間矢量U0~U7，U0和U7為零矢量，位于原點(diǎn)。其余6個(gè)非零矢量幅值相同，相鄰矢量間隔60°。根據非零矢量所在位置將空間劃分為六個(gè)扇區�？臻g矢量脈寬調制就是利用U0~U7的不同組合，組成幅值相同、相位不同的參考電壓矢量Uref，從而使矢量軌跡盡可能逼近基準圓。
圖8：基本空間矢量在空間的分布 圖9為參考電壓在第一扇區，有兩個(gè)非零矢量U1U2和零矢量合成，當參考電壓進(jìn)入下一個(gè)扇區，采用新的相鄰兩個(gè)矢量與零矢量進(jìn)行合成�；谑噶亢铣梢巹t，在符合T1+T2 <= Tpwm條件下，并要求任意角度下V1和V2都能合成出的矢量，所以Uref_max=√3/2 Udc。調制度M=Uref/(Uref_max)=Uref/(√3/2 Udc)
圖9：參考電壓在第一扇區矢量合成方法
有三角正弦定理可知：
θ角度的推算和前面SPWM里的方法是一樣的。為了減少三角函數計算同樣采用代碼內置Sin三角函數表為了獲得最佳的諧波性能和最小開(kāi)關(guān)損耗，目前主要有7段式和5段式空間矢量合成方法。
對比7段式和5段式可知，兩者在零矢量的分配上存在很大的區別，單個(gè)PWM周期內，5段式方法將零矢量集中插入在中間，轉矩脈動(dòng)大，在低頻時(shí)會(huì )導致明顯的走走停停不平穩現象，而7段式方法中零矢量的一半被插入在PWM周期的中間，另一半插入在PWM周期的兩邊，這樣可以使得磁鏈的運轉更加平穩，減少電機轉矩的脈動(dòng)，使得低頻時(shí)特性明顯好于5段式，高頻時(shí)特性差異不大。但5段式方法中每個(gè)PWM周期中，總有一相橋臂的開(kāi)關(guān)管狀態(tài)不需要改變，而在7段式方法中，每一相橋臂的開(kāi)關(guān)管都需要開(kāi)關(guān)各一次，5段式比7段式開(kāi)關(guān)次數減少1/3，所以5段式的開(kāi)關(guān)功耗是最小的。綜合來(lái)說(shuō)在PWM周期達到10KHz以上，5段式更加合適。 舉例：角度θ=30°，力矩百分比M=50%，PWM頻率20KHz，求三相各PWM的占空比。
LC08000M芯片有空間矢量脈寬調制（SVPWM）功能，同樣內部集成了復雜計算功能，采用5段式矢量合成方式，使開(kāi)關(guān)損耗最小。
圖12：實(shí)測LC08000M空間矢量脈寬調制（SVPWM）的效果 小結 LC08000M集成方波120度脈寬調制、正弦脈寬調制、空間矢量脈寬調制三種模式，客戶(hù)可以自由選擇，芯片內部集成模式需要的計算部分，而且具有速度和電流的雙閉環(huán)功能，同時(shí)具備電流電壓保護功能，為客戶(hù)的設計帶了很大簡(jiǎn)化，非常適合BLDC驅動(dòng)方案的應用。 |
