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博文連載：看一個(gè)TI老工程師如何馴服精密放大器 大家公認的事實(shí)是單位增益穩定放大器比非完全補償放大器更流行，且取得了壓倒性的優(yōu)勢。這說(shuō)明什么呢？ 單位增益穩定放大器（一般稱(chēng)為UGS）通常在增益配置為1時(shí)是穩定的，它將輸出信號完全反饋到運放的反向輸入端。但是，將運放增益設置為1的時(shí)候當做穩定性最差的情況是不正確的，我們把這種情況看做是常見(jiàn)的惡劣條件才比較合理。 非完全補償放大器有更小的補償電容，所以獲得了更大的增益帶寬和更高的壓擺率。盡管更高的速度通常需要更多功耗，在相同的電流下工作時(shí)，非完全補償放大器能夠達到更高的速度，但這必須是在噪聲增益遠大于1，而不是單位增益的情況下。我的同事Soufiane最近寫(xiě)了一些關(guān)于非完全補償放大器的文章，但是我還有其他一些觀(guān)點(diǎn)。 圖1畫(huà)出了理想的UGS和非完全補償放大器的增益和頻率響應曲線(xiàn)的關(guān)鍵部分。非完全補償放大器的增益帶寬積是10MH z，UGS的增益帶寬積2MHz，非完全補償放大器的增益帶寬積是UGS的5倍，壓擺率也比UGS高。通常情況下，UGS的單位增益帶寬略小于它的增益帶寬積。非完全補償放大器的單位增益帶寬是它的增益帶寬積的一半。我們不能使這些運放的噪聲增益接近單位增益帶寬，因為在3MHz的第二個(gè)極點(diǎn)會(huì )極大地影響這個(gè)區域的增益或者相位，相位裕量將會(huì )相當小或者為零。 
非完全補償放大器好像有一些神秘，使得一些用戶(hù)不知道他們的電路是否穩定。 圖2a顯示了一個(gè)普遍的錯誤。盡管這個(gè)運放的增益為-10，但是反饋回路上的一個(gè)電容使得高頻部分的頻率響應曲線(xiàn)變得不平坦。在穩定性涉及到單位增益的高頻部分，這個(gè)電容可以視為短路。使用一個(gè)較小的電容來(lái)補償反饋網(wǎng)絡(luò )以獲得平坦的響應曲線(xiàn)是可取的，但是一個(gè)大電容會(huì )造成曲線(xiàn)不平坦，這肯定會(huì )帶來(lái)問(wèn)題。
同樣地，圖2b中的并聯(lián)反饋濾波器帶來(lái)了一些問(wèn)題，犧牲了濾波器的部分低頻增益。圖2c中的積分器也是另一種不恰當的非完全補償放大器的應用。 我們已經(jīng)提升了運放的設計能力�，F在我們變得更聰明且擁有更好的IC設計流程。我們現在可制造功耗只有幾百微安的運放，而在過(guò)去需要幾十毫安。所以，現代的UGS在速度和功耗上能夠更加接近，甚至優(yōu)于過(guò)去的非完全補償放大器。盡管如此，非完全補償型放大器在一些要求更高的應用場(chǎng)合可能會(huì )是一個(gè)更好的方案。 我并不是完全鼓勵選擇非完全補償放大器而不是UGS。這兩種運放都有他們各自的優(yōu)劣，你應該根據你的實(shí)際設計來(lái)做選擇。無(wú)論你選擇哪種運放，你應該清楚地理解它們之間的差異和存在的問(wèn)題。 下面是一些非完全補償放大器和UGS的對比： OPA228（OPA227UGS版本）精密，低噪聲BJT運放 OPA637（OPA627UGS版本）精密，高速JFET運放 OPA345（OPA344UGS版本）軌對軌CMOS運放 LMP7717（LMP7715UGS版本）88MHz CMOS運放 |
