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簡(jiǎn)介 高集成低成本的射頻電路目前已經(jīng)成為便攜式無(wú)線(xiàn)設備設計的基本原則，而接收靈敏度已經(jīng)成為無(wú)線(xiàn)網(wǎng)絡(luò )應用的瓶頸。低噪聲放大器在保證無(wú)線(xiàn)設備穩定接收信號起到了重要的作用。本文主要描述了滿(mǎn)足IEEE 802.11g/a標準的雙頻低噪放的設計與實(shí)現。這種雙頻低噪放封裝在3mm*3mm模塊內，只需要兩個(gè)額外的旁路電容即可實(shí)現器件性能。 雙頻低噪放 能夠同時(shí)覆蓋IEEE 802.11g/a標準的雙頻的低噪放必須同時(shí)在2.4GHz和5GHz頻段上具有低電流、高增益和低噪聲的特性。另外，5GHz頻段的放大器必須覆蓋4.9GHz-5.9GHz的帶寬，因為不同的國家在5GHz頻段的具體頻率有所不同，這表示低噪放必須在20% 的帶寬范圍內表現相同的性能。 這篇文章討論的是能夠同時(shí)滿(mǎn)足2.4GHz和4.9GHz-5.9GHz頻段的WLAN雙頻低噪放設計。這種低噪放的制造工藝采用安華高特有的增強型pHEMT GaAs工藝，3mm*3mm塑料封裝。 表格1顯示了雙頻低噪放的主要性能參數 顯然以上這個(gè)雙頻低噪放的特性是非常具有挑戰性的，而且這種特性必須滿(mǎn)足批量生產(chǎn)制造的要求。圖1顯示了800微米工藝的場(chǎng)效應晶體管在不同偏置電壓下的噪聲系數特性，測試誤差在0.05dB左右，噪聲特性非常優(yōu)秀。 圖1、NFmin vs Id and Vd for a 800 μm gate width pHEMT FET 仿真模型是從不同的器件中提取，包括小信號和大信號特性。精確模型需要在A(yíng)DS軟件器件庫中獲取，這種模型適用于寬偏置范圍，這點(diǎn)對設計師比較重要能夠找到最優(yōu)的解決方案。 2.4GHz低噪放設計 2.4GHz低噪放需要用到級聯(lián)結構，兩級設計能夠提供更高的增益和電流再利用。另外級聯(lián)結構能夠在相同的電流驅動(dòng)下獲得更高的線(xiàn)性，圖2顯示級聯(lián)結構的原理圖。 圖2、Cascode LNA for the 2.4 GHz band Q1和Q2形成了增益級聯(lián)場(chǎng)效應晶體管結構，電感L2和電容C2形成L-C振蕩器負載用于在2.4GHz輸出信號。Q1源極電感到地能在提供反饋的同時(shí)改善輸入匹配和噪聲。Q1柵極的輸入阻抗可由以下公式計算： 公式中的gm是Q1的跨導，Ls是Q1源端的總感抗值，這個(gè)值是晶圓間的金線(xiàn)連接和PCB的通孔電感之和。L3用于貼片元件低噪放器件的輸入端匹配，需要盡可能靠近輸入端來(lái)減小噪聲系數阻抗。電容C3是Q2的射頻旁路電容。電容C1和C8是隔直電容。場(chǎng)效應晶體管Q4起到鏡像電流偏置作用。Q2柵極電壓由電阻R1和R2分壓提供，場(chǎng)效應晶體管Q3起到關(guān)斷開(kāi)關(guān)作用。 在2.4GHz頻段，寄生參數效應明顯的影響器件性能，包括繞線(xiàn)電感的插損和封裝接線(xiàn)的耦合效應。例如，Q2漏極的L-C諧振電路需要封裝在芯片內部，因此需要嚴格的模型仿真。繞線(xiàn)電感的仿真結果如下圖 圖3、Inductance value vs. frequency and number of turns 圖4、Q factor vs. frequency and number of turns Figure 圖3和圖4顯示電感和Q值隨頻率的變化曲線(xiàn)。這些仿真結果用于電路級元件來(lái)仿真完整的低噪放器件。不需要優(yōu)化電路，這些仿真結果也顯示2.4GHz中心頻率的峰值增益。在高頻條件下，電感的金屬化部分產(chǎn)生的表面效應相當于串聯(lián)電阻。增益，噪聲系數和回波損耗都需要滿(mǎn)足規格指標。在A(yíng)DS軟件中的進(jìn)一步優(yōu)化能有效的改善性能。下圖顯示了優(yōu)化后的低噪放性能。 圖5、Gain, return loss and Noise Figure of the 2.4 GHz LNA after optimization 5GHz低噪放設計 不同于2.4GHz低噪放，5GHz的低噪放需要在20% 的帶寬內保持增益和噪聲系數的平坦性。兩級放大器能夠滿(mǎn)足這些規格要求，圖6顯示5GHz低噪放設計原理圖。 在每一級放大器中仍然采用了感性負載，L2和L4均集成在芯片里。輸入阻抗和噪聲匹配采用2.4GHz設計中類(lèi)似的處理方式，即采用源極電感和柵極分流輸入電感。R10和C3構成的R-C反饋電路用于第二級改善輸出匹配。電感L3和電容C2形成了高通級間匹配。這種匹配補償了由第一級造成的負增益，因此總的增益能夠形成以5.5GHz為中心的頻率的帶通效應。C3是匹配網(wǎng)絡(luò )的射頻對地電容。R4和C4構成的R-C網(wǎng)絡(luò )通過(guò)C3提高放大器的穩定性。Q2的源極通過(guò)背面過(guò)孔接地。 ADS不同的模型能夠實(shí)現無(wú)源器件的非理想特性。封裝接線(xiàn)的耦合效應在5GHz設計中比較明顯，各種模型通過(guò)仿真能夠精確的模仿實(shí)際性能。圖7顯示了理想元件下的5GHz低噪放仿真結果（a）和優(yōu)化后的非理想元件仿真結果（b）。 圖6、Schematic of a two-stage LNA for 5-6 GHz band 圖7、Gain, return loss and Noise Figure for ideal components (red) and non-ideal components (blue) 在S22表中顯示了非理想參數模型下增益峰值移動(dòng)現象。更完全的仿真是在多端口S參數下進(jìn)行版圖仿真，如圖8所示。 圖8、Momentum simulation of the complete layout 仿真結果顯示電感耦合效應明顯的影響了頻率響應特性。電感耦合通過(guò)高電流密度區域影響了器件的1dB壓縮點(diǎn)性能，仿真結果如圖9 圖9、5 GHz LNA simulation result with Momentum data 圖10、Fabricated die picture of the dual band LNA 雙頻低噪放的測量與仿真結果對比如圖11和12。兩者之間的差異主要是晶圓與PCB地的相互作用和芯片塑料封裝造成的影響。這些因素導致器件的頻率響應特性曲線(xiàn)移動(dòng)和降低電路元件的Q值，進(jìn)一步影響到S22響應特性和高頻增益曲線(xiàn)。忽視這些影響，符合WLAN 頻段的響應曲線(xiàn)能夠表現出好的噪聲系數和增益特性。 圖11、Measured (solid) vs. simulated (dotted) performance for 2.4 GHz LNA 圖12、Measured (solid) vs. simulated (dotted) performance for 5-6 GHz LNA 結論 雙頻WLAN低噪放需要進(jìn)行權衡設計。文章中顯示的E-M仿真和電路級仿真都是緊湊設計中不可缺少的。在2.45GHz頻段，低噪放特行如下：增益17dB，電路14mA，噪聲系數0.9dB，輸入P-1dB是-5.5dBm，輸入IP3是5.5dBm。在5GHz頻段，低噪放特性如下：增益22-24dB，電路22mA，噪聲系數1.5dB，輸入P-1dB是-14dBm，輸入IP3是-2dBm。在模塊中采用了一種輸入匹配設計，這種雙頻低噪放采用3mm*3mm塑料封裝，只需要兩個(gè)額外的旁路電容即可實(shí)現器件性能。 |
