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摘要：雖然所有全差分放大器(FDA)都能將單端輸入信號轉換為差分輸出，但迄今還沒(méi)有一種表現出足夠的性能，可在沒(méi)有輸入點(diǎn)附加電阻器接地時(shí)提供良好輸入阻抗匹配。如果能夠消除電阻器接地，同時(shí)仍然提供極寬頻帶阻抗匹配，則可提供相當低噪聲的實(shí)現。 第1部分綜述了使用一個(gè)FDA實(shí)現單端轉差分的兩個(gè)選擇，其中只使用一個(gè)FDA而沒(méi)有平衡-不平衡變壓器的典型方案包括一個(gè)附加電阻器接地，以獲得部分輸入阻抗匹配。第2部分將消除該電阻器，以復用新器件的獨特寬頻帶共模帶寬，并顯示該簡(jiǎn)化型“有源平衡-不平衡變壓器”實(shí)現的潛在設計范圍和性能。 FDA輸入提供的有源輸入匹配 認真觀(guān)察圖4（第1部分）中的輸入網(wǎng)絡(luò )來(lái)尋找信號通路，輸入阻抗與50Ω值的實(shí)際匹配并非一目了然。該電路的一個(gè)有趣方面是，由于共�；芈返淖饔�，朝Rg1看的輸入阻抗高于實(shí)體電阻器值。 如果輸出Vcm電壓在單端輸入信號改變時(shí)保持固定，則求和點(diǎn)的平均輸入電壓必須隨輸入電壓而改變。所以要增加輸入電壓就要同時(shí)增加Rg1另一側的電壓。這具有阻礙電流流入Rg1元件的效應，使得該通路表現為較之于期望更高的阻抗。正是典型FDA方案的有源輸入阻抗方面提供了該拓撲，所以難以對閉合式解決方案進(jìn)行分析。 如果設計人員想獲得與Rs匹配的輸入阻抗和從Rg1至差分輸出電壓的目標增益Av，一種方法當是Rf元件選擇只是為了滿(mǎn)足其他約束條件時(shí)求解所需的Rt元件。該結果是由式(1)給出的Rt的二次解（參考7）。 式1 該式在設計需要選擇反饋電阻器(Rf)時(shí)極為有用。例如，使用一個(gè)基于電流反饋(CFA)的FDA來(lái)實(shí)現圖4就希望使Rf接近建議值，以保證最佳頻率響應。其他情況可能包括，出于載荷考慮而需要避免非常低的值和/或出于噪聲緣故而需要避免非常高的值。無(wú)論是哪種情況，使用式1求解圖4中的Rt終端元件，然后代入式2和式3，獲得Rg1和Rg2值。 式2 式3 這些解給出了典型FDA單端轉差分設計的一個(gè)非常一般的解集，如果根本不使用Rt元件會(huì )怎樣？使用該元件的目的常常是限制輸入匹配偏離，例如向Rg1看進(jìn)去的有源匹配由于低內部共�；芈范谳^低頻率時(shí)偏離。這種情況就是實(shí)際上幾乎所有FDA都具有相對低的共�；芈穾�，并有可能需要Rt元件來(lái)保持可接受輸入匹配至更高頻率。 對于圖7所示的ISL55210，直至高頻率的優(yōu)異匹配來(lái)自>1.5GHz小信號共�；芈穾�，其使向Rg1看進(jìn)去的阻抗保持非常接近該拓撲的設計值。借助這一寬帶寬，如果Rf元件不需要像使用基于VFA的器件那樣受約束，則如果該匹配能夠保持，消除Rt元件就應當降低圖4電路的噪聲。求解無(wú)窮Rt就是對式1的零系數有效地求解分母。 有源平衡-不平衡變壓器單端轉差分實(shí)現的設計方程式 從式1的Rt一般解開(kāi)始，并通過(guò)將系數的分母設為零，求解無(wú)窮Rt得到所需的Rf和Rg1元件值以命中與Rs匹配的輸入阻抗，以及從Rg1至差分輸出(Av)（由式4和式5給出）的電壓增益。 式4 式5 然后由Rg2 = Rg1 + Rs獲得差分反饋平衡。在第1部分中增益為20V/V的示例中繼續使Rs = 50Ω可獲得圖8的建議解決方案。 t元件的26dB增益設計，只使用對Rg1的有源匹配"> 圖8.沒(méi)有Rt元件的26dB增益設計，只使用對Rg1的有源匹配 從圖8可立即發(fā)現到Rg1元件的值非常低。這使所有電阻器值極大地按比例減小，從而減小它們在該方案中的噪聲貢獻。第二個(gè)發(fā)現是該實(shí)現的噪聲增益比圖4的更典型電路有顯著(zhù)下降，該電路包括一個(gè)Rt元件，用來(lái)改進(jìn)對更典型FDA器件的匹配。 該實(shí)現的噪聲增益為15.7V/V，圖8提供相同的信號增益，但噪聲增益減小到11V/V。這一切都源于消除Rt元件并應當降低輸出點(diǎn)噪聲，同時(shí)更低的噪聲增益還應當擴展帶寬（與第1部分所示的典型單端轉差分實(shí)現相比）。 噪聲增益實(shí)際上變?yōu)?+Av/2，且頻率響應對圖8的實(shí)現確實(shí)擴展到更高頻率，如圖9所示，另外圖中還顯示了來(lái)自第1部分的兩個(gè)預備方案。 圖9.采用ISL55210的3種可能26dB增益實(shí)現的響應比較 該圖顯示F-3dB帶寬從220MHz擴展到約450MHz。由此得到的輸出噪聲也比典型FDA方案有顯著(zhù)下降，變得相當接近圖10所示的平衡-不平衡變壓器輸入方案。 圖10.輸出點(diǎn)噪聲比較 最后要注意的是，如果需要，ISL55210的>1.5GHz共�；芈穾捘軌驅⒃�4.6Ω實(shí)體Rg1轉換為看似50Ω輸入匹配的結果。圖11顯示了非常清晰的結果，將會(huì )得到工作臺測量的證實(shí)。 圖11.50Ω輸入26dB增益設計的輸入阻抗比較 雖然不像輸入點(diǎn)具有附加Rt至接地的典型設計那樣好（在仿真中），但圖8的有源平衡-不平衡變壓器電路保持好于20dB的回損直至500MHz。這遠遠超過(guò)了平衡-不平衡變壓器輸入設計，且輸出噪聲只略高一點(diǎn)。 使用有源平衡-不平衡變壓器的設計增益掃描 保持目標50Ω輸入匹配并從14dB到34dB以2dB步長(cháng)掃描目標增益可獲得實(shí)現該方案所需的精確元件值（參見(jiàn)表1），計算時(shí)使用式3和式4。請注意，這些電阻器值適用于任何電壓反饋FDA，而期望的信號通路F-3dB帶寬只適用于極寬帶ISL55210。 估計帶寬并不嚴格遵循4GHz ISL55210的增益帶寬積，而這對去補償VFA器件為典型情況。圖12顯示了對應于表1增益步長(cháng)的系列響應曲線(xiàn)。 表1.對使用一個(gè)FDA的有源平衡-不平衡設計掃描增益元件值 圖12.使用ISL55210的設計增益的估計頻率響應曲線(xiàn) 繼續看26dB示例，用兩個(gè)24.9Ω串聯(lián)輸出電阻器建立起通向一個(gè)輸出平衡-不平衡變壓器（參考9）的通路，使單端信號返回進(jìn)入50Ω負載，圖13顯示了響應比較。在這里，從輸出引腳至負載的估計6.4dB插入損耗返回進(jìn)入測量的數據，以便與圖9的仿真響應進(jìn)行比較。由于A(yíng)DT1-1WT滾降(rolloff)，在略高的頻帶限制響應下測得略低的增益。 圖13.圖8的頻率響應折算到輸出引腳 利用輸入阻抗測量結果繼續該比較可得到圖14的曲線(xiàn)，其中的兩個(gè)仿真和工作臺電路板從信號通路中的10nF電容改變?yōu)?uF，顯示更好的匹配直至更低頻率。 圖14.圖8的有源平衡-不平衡電路的輸入阻抗測量與仿真結果比較 在這之后，從1MHz至200MHz的仿真阻抗由于仿真模型中沒(méi)有寄生電路板電容而可能向下偏離。請注意以50Ω為中心的+/-2Ω偏離直至400MHz，這好于圖8電路的34dB回損測試結果。使用圖8和ISL55210的實(shí)現，該26dB增益的噪聲系數測量值5GHz)器件的該相同電路（圖8）中測量的輸入阻抗可獲得圖15的曲線(xiàn)。 圖15.26dB增益50Ω輸入有源平衡-不平衡變壓器設計比較 從此圖容易看出輸入終端的Rt分流部分為什么得到普遍使用（以更高輸出噪聲和閉環(huán)帶寬下降的代價(jià)）。使用52Ω頻率的比率，可為預備器件的這一未規定參數估計得到400MHz內部共模帶寬。這仍然提供好于20dB的回損直至100MHz。 有源平衡-不平衡變壓器電路的更低增益實(shí)現 圖12的參數化響應曲線(xiàn)預言接近平坦的響應直至1GHz，其間增益為16dB并使用表1中對應該增益的元件值。在專(zhuān)用有源平衡-不平衡變壓器電路板上（參考9）上實(shí)現16.4dB設計得到圖16的仿真電路。 該電路旨在模擬該較低增益應用于驅動(dòng)雙重終止50Ω輸出網(wǎng)絡(luò )的性能。雖然輸出側平衡-不平衡變壓器是一個(gè)極寬帶1:1元件，但其將設置每個(gè)頻率極值的仿真和測量滾降（參考10）。圖17的比較曲線(xiàn)顯示有少量共振引起測量響應在1Ghz處倒退達到峰值。 圖16.仿真中匹配負載EVM電路的10.2dB凈增益 圖17.有源平衡-不平衡EVM電路板的更低增益響應測量與仿真結果 這些曲線(xiàn)顯示平坦度在4MHz - 600MHz頻寬范圍內近似-1dB。對于FDA輸出，響應將顯著(zhù)更寬，其低端由電容器設置，高端一直平坦至900MHz（參考9）。使用HP4195網(wǎng)絡(luò )分析儀對該電路的輸入阻抗進(jìn)行最終檢查顯示，在3MHz - 300MHz頻寬范圍內存在幾乎完美的50Ω匹配，如圖18的截屏所示。這里的標記是100MHz時(shí)顯示50.3Ω和0.9deg。一直到該儀器的500MHz最大工作頻率，輸入阻抗只增加至53Ω。低頻偏離同樣是10nF阻隔電容器。 圖18.圖16的更低增益測試電路的輸入阻抗 使用一個(gè)FDA的有源平衡-不平衡放大器實(shí)現的應用與選擇 當需要在增益1GHz的共�；芈穾挼钠骷械玫阶罴牙�。由于設計方程式4和5是完全一般化的，所以可能需要對元件值進(jìn)行調整，以適應所要求的輸入阻抗和增益（75Ω數據見(jiàn)參考9）。信號帶寬隨增益的增加而下降，但折算到輸入的噪聲也將下降�？捎糜贗SL55210的仿真模型有效地預言了寬設置范圍上的性能，而此配置中的專(zhuān)用EVM（參考9）則有助于快速獲得對不同設計點(diǎn)的工作臺測量結果。 受益于該方案的潛在系統包括– 1. 通信接收器鏈，其最小尺寸和高度要求可受益于該方案沒(méi)有平衡-不平衡變壓器（條件允許時(shí)）。 2. 第2 Nyquist區ADC接口，使用簡(jiǎn)單接口（如圖8所示）可通過(guò)帶通濾波消除偶次失真項。 3. 用于脈管超聲波的一級放大器，其中可能需要調整阻抗匹配，以適應這種不常用電纜的實(shí)際特征阻抗。 4. 磁共振成像(MRI)設備，獲得超低噪聲單端轉差分級可受益于無(wú)需磁性元件（磁性元件不能用于這些強磁場(chǎng)應用）。 從電壓反饋FDA的固有功能開(kāi)始來(lái)實(shí)現這種有用的電路塊，并擴大內部共模帶寬，使之遠高于先前的預期，為這種相對簡(jiǎn)單的解決方案應用于大量潛在應用打開(kāi)了大門(mén)。 總結和結束語(yǔ) 該第2部分內容研究了幾種傳統的單端輸入轉差分輸出方案，其中使用了日益普及的FDA器件，同時(shí)還研究了這種新的“有源平衡-不平衡變壓器”設計，其中消除了傳統設計的電阻器接地。對于最低輸入折算噪聲和偶次諧波抑制，輸入升壓平衡-不平衡變壓器后跟一個(gè)差分I/O FDA或許應當采用的辦法。對于單端轉差分級中具有優(yōu)異輸入匹配的最寬增益平坦區域，可考慮文中詳述的使用ISL55210的有源平衡-不平衡變壓器方案。 作者簡(jiǎn)介 Michael Steffes Michael Steffes在高速放大器設計、應用及營(yíng)銷(xiāo)領(lǐng)域有27年工作經(jīng)驗，在5個(gè)公司推出了80多款產(chǎn)品，同時(shí)發(fā)表了40多篇文章。他目前的工作重點(diǎn)是高效高速ADC接口、DSL/PLC線(xiàn)路接口解決方案以及在線(xiàn)設計工具開(kāi)發(fā)。 第1和第2部分參考 1. “Deliver Higher Gains with Improved SNR using an Input Transformer into a Differential Inverting Amplifier Design”, EEweb, May31, 2012, Michael Steffes 2. ISL55210，4GHz增益帶寬低噪聲超低失真全差分放大器 (FDA) 3. Intersil的免費Spice和電源仿真工具iSim PE（須注冊） 4. “Measuring and modeling wideband baluns for application to ADC input stages”, Planet Analog, Feb. 11/2013. 5. “Accurately predict noise figure for transformer coupled differential amplifiers”, EDN Nov.2, 2012. 6. 這些電阻器值來(lái)自差分放大器設計商ADI，可免費下載，對應50Ω輸入和10dB增益，其尋找從信號源（除以2）至電路輸入的增益，所以使該設計適用于輸入點(diǎn)增益為20V/V的放大器。 7. “DC-coupled, single-to-differential design solutions using fully differential amplifiers”, Planet Analog, 8/19/2011. 8. 如欲了解噪聲分析細節，請與作者聯(lián)系。 9. 有源平衡-不平衡變壓器評估板。ISL55210-ABEV1Z 10. 如欲了解該輸出平衡-不平衡變壓器型號，請與作者聯(lián)系。 【分頁(yè)導航】 第1頁(yè)：FDA輸入提供的有源輸入匹配 第2頁(yè)：有源平衡-不平衡變壓器單端轉差分實(shí)現的設計方程式 第3頁(yè)：使用有源平衡-不平衡變壓器的設計增益掃描 第4頁(yè)：有源平衡-不平衡變壓器電路的更低增益實(shí)現 第5頁(yè)：使用一個(gè)FDA的有源平衡-不平衡放大器實(shí)現的應用與選擇 |
