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支持空時(shí)分復用的無(wú)線(xiàn)Mesh 網(wǎng)絡(luò )采用多方向天線(xiàn)陣列技術(shù)，使用多個(gè)高增益定向天線(xiàn)進(jìn)行多方向覆蓋，具備通信距離遠和天線(xiàn)自動(dòng)掃描與對準的特性，便于快速部署。但現有的多方向天線(xiàn)陣列的設計從擴大通信距離的角度考慮，側重于提高天線(xiàn)增益，使其垂直主瓣寬度僅為6°，這對于通信距離較近并且節點(diǎn)之間高程差較大的情況來(lái)說(shuō)，覆蓋性能不夠理想。對多方向天線(xiàn)陣列的組成單元——微帶陣列天線(xiàn)進(jìn)行了優(yōu)化設計，提出了一種支持空時(shí)分復用無(wú)線(xiàn)Mesh 網(wǎng)絡(luò )的微帶陣列天線(xiàn)設計，其垂直主瓣寬度可達30°，并對設計的微帶陣列天線(xiàn)進(jìn)行了性能仿真和實(shí)際測試。 伴隨機動(dòng)通信組網(wǎng)應用的快速發(fā)展，如何提升從部署到組網(wǎng)開(kāi)通的時(shí)間效率是一個(gè)重要問(wèn)題，同時(shí)需要兼具高帶寬和快速部署這2大任務(wù)特性。無(wú)線(xiàn)Mesh 網(wǎng)絡(luò )非常適于寬帶機動(dòng)組網(wǎng)應用，特別是基于多方向天線(xiàn)陣列的同步無(wú)線(xiàn)Mesh 網(wǎng)絡(luò )技術(shù)在相同距離下可以實(shí)現遠高于普通全向天線(xiàn)的通信速率。另外，每個(gè)節點(diǎn)還能夠實(shí)現天線(xiàn)的自動(dòng)掃描對準，從而節省了網(wǎng)絡(luò )部署時(shí)間。 當前多方向天線(xiàn)陣列是針對遠距離組網(wǎng)通信而設計，天線(xiàn)增益較高而垂直主瓣寬度僅為6°，在有些實(shí)際部署場(chǎng)合中，節點(diǎn)部署距離較近，同時(shí)節點(diǎn)之間存在較大的高度差 ，這使得較窄的垂直主瓣寬度無(wú)法較好地實(shí)施覆蓋，需要針對這種應用場(chǎng)合進(jìn)行天線(xiàn)優(yōu)化設計，增大垂直主瓣寬度，提高覆蓋性能。 設計了一種垂直主瓣寬度可達30°的微帶陣列天線(xiàn)，可以有效地支持空時(shí)分復用無(wú)線(xiàn)Mesh 網(wǎng)絡(luò )，實(shí)現節點(diǎn)覆蓋垂直空間范圍的大幅提升。 1 基本理論 微帶偶極子天線(xiàn)單元的結構是一個(gè)帶有巴侖饋電結構的微帶偶極子。印刷偶極子和平衡饋電器復合結構使其精確分析變得十分困難。為了分析其性能，把二者分成微帶偶極子輻射臂和平衡饋電兩部分處理。輻射臂可以等效為一個(gè)對稱(chēng)振子，單元平衡饋電部分可用同軸電路來(lái)等效。微帶偶極子輻射臂，可利用等效半徑的概念，等效為半徑為De，長(cháng)度為2Le的對稱(chēng)振子。 中心饋電的帶狀振子的等效半徑為: De = 0.25( D + t) ， 式中，D 為帶狀振子的寬度，t 為帶線(xiàn)厚度。 振子輻射臂長(cháng)度2L，考慮到帶狀振子2 個(gè)端頭效應，振子的長(cháng)度應當修正。修正量為振子寬度的1 /4，即: 2Le = 2L + D/4， 式中，2L 為振子實(shí)際幾何長(cháng)度。求出輻射臂的等效半徑和等效長(cháng)度后，可以利用海倫方程的矩量法解求出振子的電流分布，輸入阻抗和輻射方向圖。 對于巴侖饋電結構，由傳輸線(xiàn)理論，有: 式中，Za是將Zin變換為50 Ω 的1 /4 阻抗變換器的特性阻抗; Zb是開(kāi)路枝節的特性阻抗; Zab是振子兩臂之間開(kāi)縫處的等效共面波導的特性阻抗θa 、θb和θab，分別為對應微帶線(xiàn)的電長(cháng)度。在最初的設計中，一般設θa = θb = θab = 90° 。 lb的長(cháng)度近似等于1 /4 工作波長(cháng)，開(kāi)路端口經(jīng)過(guò)1 /4 波長(cháng)的阻抗變換可以等效為短路端口，與另一面的偶極子天線(xiàn)產(chǎn)生耦合以達到饋電的目的。 2 微帶陣列天線(xiàn)設計 為解決單元帶寬不夠的問(wèn)題，可以將振子臂加寬，即增大D。這是一種常用的增加偶極子帶寬的方法，因為在這種情形下可以近似認為偶極子有多條諧振路徑。 為了對寬帶偶極子進(jìn)行相應的寬帶激勵，引入超寬帶Vivaldi 天線(xiàn)中常用的饋電結構。開(kāi)路線(xiàn)采用了扇形終端，巴侖處的縫隙也加寬，其單元帶寬可達1 GHz 以上。 由于開(kāi)路線(xiàn)的終端是扇形的，則Zb和θb不再是點(diǎn)頻的函數，其帶寬變寬。同時(shí)，縫隙變寬后，Zab和θab也不再是點(diǎn)頻的函數，帶寬也將增加。因此，根據Zin的表達式可知，其帶寬也將變寬。 在設計和調整微帶偶極子的過(guò)程中，主要工作是獨立地設計其中心頻率和帶寬。帶寬由振子的寬度決定，而中心頻率由振子長(cháng)度決定: 式中，分母的2 倍來(lái)源于半 波振子，有效介電常數應小于介質(zhì)基板的相對介電常數。 欲盡量提高微帶巴侖的帶寬，應該仔細調整扇形開(kāi)路終端的半徑Ｒo 、縫隙的長(cháng)度Ls和縫隙的寬度Ws 。經(jīng)反復調整后，得到一組尺寸。此尺寸一經(jīng)確定，不適宜再做更改。特別是在組陣時(shí)，天線(xiàn)單元的尺寸中唯有振子長(cháng)度可以變化以調整工作頻帶，巴侖的參數不應變化。 反射面結構如圖1 所示。反射面的設計需要考慮以下因素: 扇區的數目決定了彎折角度，斜邊長(cháng)度Lslo影響著(zhù)垂直面波束寬度，陣列半徑?jīng)Q定了垂直段長(cháng)度Lvt 。 圖1 反射面 由于多方向天線(xiàn)陣列包括8 個(gè)扇區，因此每個(gè)天線(xiàn)單元的2 個(gè)反射板的斜邊延長(cháng)線(xiàn)的夾角應該是360° /8 = 45° ，則斜邊和反射板垂直邊的夾角為112． 5° 。斜邊長(cháng)度Lslo是通過(guò)陣列仿真確定的。 天線(xiàn)的垂直面方向圖性能指標主要通過(guò)陣列設計來(lái)實(shí)現，通過(guò)調整單元個(gè)數與單元間距來(lái)滿(mǎn)足指標要求。為了實(shí)現高增益的目的，需要增加單元數目，但同時(shí)波瓣寬度變窄并且天線(xiàn)架設的難度增大。當單元數N = 5 時(shí)，垂直面方向圖半功率波瓣寬度過(guò)窄，因此選擇單元數目N = 4。隨著(zhù)單元間距的增大，方向圖副瓣增多，并且波瓣寬度變窄，因此，單元間距選擇0． 5 λ ～ 0． 6 λ 較為合適。 方向性與單元間距的關(guān)系可以通過(guò)有效口徑來(lái)體現，因為方向性D 和有效口徑Ae滿(mǎn)足以下關(guān)系: D = 4π(Ae/λ2) 由于設計目標是垂直面波束為30° 的陣列，因此方向性D 應取比較小才對。由上式可知，有效口徑Ae也應取小。必須在一定數量的單元前提下研究如何減小有效口徑。然而，隨著(zhù)單元個(gè)數的增加，有效口徑會(huì )隨之增大�？梢�(jiàn)，有效口徑和增益存在一定的矛盾。為解決此問(wèn)題，可以采用的手段有: ① 盡量減少單元間距，從物理角度縮短有效口徑;② 對稱(chēng)地降低陣列兩側單元的激勵幅度，使陣列的幅度呈現某種最優(yōu)分布，從而從電的角度縮短有效口徑; ③ 對稱(chēng)地改變陣列單元的激勵相位，從電的角度縮短有效口徑; ④ 保持原有的4 個(gè)陣列單元不變，在兩側對稱(chēng)地增加寄生單元，調節其加載電抗，使得寄生單元的相位與有源單元反向，從電的角度縮短有效口徑。 單元數目主要從增益的角度出發(fā)考慮。一個(gè)偶極子理論上的增益大約是2． 1 dB，水平面的45°波束可以提供360 /45 = 8 = 9 dB 的增益，垂直面的2個(gè)單元可以提供3 dB 增益，加起來(lái)一共是14． 1 dB。但是以上估算都是基于陣列間距為半波長(cháng)，單元等幅同相激勵的假設。實(shí)際的陣列要通過(guò)縮短有效口徑的方法來(lái)擴展垂直面波束，因此增益無(wú)法達到以上估算值。再考慮到一些其他的損耗，最終增益可能低于10 dB。綜合考慮，最好取4 個(gè)單元。 為了提高垂直面波束寬度，減小方向性，陣列間距應盡可能小。但是由于偶極子本身的長(cháng)度，間距不可能無(wú)限制地減小，并且如果單元之間距離很近，互耦也會(huì )對陣列的帶寬造成惡化�？紤]到介質(zhì)基板對偶極子長(cháng)度的縮短作用，陣列間距取0． 4 λ ～ 0． 5λ 比較好。 根據天線(xiàn)陣列理論，幅度分布中均勻分布的增益是最高的，道爾夫－ 切比雪夫分布是波束寬度與旁瓣電平綜合考慮的最優(yōu)分布，二項分布是旁瓣最小的分布。其中，二項分布的分布變化最劇烈，其波束寬度也最寬。由此可見(jiàn)，應該適當減小邊緣分布的幅度。此外，相位分布可以通過(guò)簡(jiǎn)單地改變饋線(xiàn)的長(cháng)度來(lái)改變激勵的相位。但無(wú)論是改變幅度還是改變相位，都要考慮到增益的下降。 設計的微帶陣列天線(xiàn)如圖2 所示。 圖2 微帶陣列天線(xiàn) 3 仿真與測量 采用HFSS 仿真平臺對微帶陣列天線(xiàn)進(jìn)行仿真分析，駐波比仿真結果如圖3 所示，各頻段下的天線(xiàn)增益和主瓣寬度如表1 所示。 圖3 駐波比仿真結果 為了驗證天線(xiàn)性能，制作了天線(xiàn)樣機并進(jìn)行了駐波比、天線(xiàn)增益和主瓣寬度等性能指標的測試，樣機實(shí)物如圖4 所示，各頻段下的天線(xiàn)增益和主瓣寬度如表2 所示。 圖4 天線(xiàn)樣機 從仿真和實(shí)測結果可以看到，設計的微帶陣列天線(xiàn)增益均超過(guò)11 dB，水平面主瓣寬度超過(guò)45°，特別是垂直面主瓣寬度均超過(guò)30°，滿(mǎn)足設計要求，在保持較高增益的同時(shí)，大幅擴展了垂直空間的覆蓋范圍。 4 結束語(yǔ) 為了提高多方向天線(xiàn)陣列對于通信距離較近、節點(diǎn)之間高程差較大的環(huán)境下的覆蓋性能，對多方向天線(xiàn)陣列的組成單元——微帶陣列天線(xiàn)進(jìn)行了優(yōu)化設計，提出了一種支持空時(shí)分復用無(wú)線(xiàn)Mesh 網(wǎng)絡(luò )的微帶陣列天線(xiàn)方案，其垂直主瓣寬度可達30°，增益超過(guò)11 dB。性能仿真和實(shí)測結果表明，優(yōu)化后的微帶陣列天線(xiàn)設計可以使基于多方向天線(xiàn)陣列的無(wú)線(xiàn)Mesh 網(wǎng)絡(luò )節點(diǎn)覆蓋垂直空間范圍大幅提升。 |
