|
D類(lèi)放大器（數字音頻功率）是一種將輸入模擬音頻信號或PCM 數字信息變換成PWM（脈沖寬度調制）或PDM（脈沖密度調制）的脈沖信號,然后用PWM 的脈沖信號去控制大功率開(kāi)關(guān)器件通/斷音頻功率放大器。D類(lèi)放大或數字式放大器，是利用極高頻率的轉換開(kāi)關(guān)電路來(lái)放大音頻信號的，經(jīng)常被用于高效率的音頻放大器中。在高保真音響設備和更高檔的家庭影院設備中，往往需要幾十瓦甚至幾百瓦的音頻功率，這時(shí)，低失真、高效率的音頻放大器就顯得頗為重要，本文從實(shí)用角度出發(fā)，設計了一款低失真、高效率的音頻放大器，與傳統放大器相比，本放大器在效率、體積以及功率消耗方面具有明顯的優(yōu)勢，它產(chǎn)生的熱量小且為傳統放大器的一半，其效率在78%以上，而傳統的放大器效率僅在50%左右。 1 系統設計 1．1 總體設計分析 本系統由高效率功率放大器（D 類(lèi)音頻功率放大器）、信號變換電路、外接測試儀表組成，系統框圖如圖1 所示。 圖1 系統方框圖 1．2 D 類(lèi)功放的設計 D 類(lèi)放大器的架構有對稱(chēng)與非對稱(chēng)兩大類(lèi)， 在此討論的D類(lèi)功放針對的是對功率、體積都非常敏感的便攜式應用，因此采用全電橋的對稱(chēng)型放大器，以充分利用其單一電源、系統小型化的特點(diǎn)。D 類(lèi)功率放大器由PWM 電路、開(kāi)關(guān)功放電路及輸出濾波器組成，原理框圖如圖2 所示。 采用了由比較器和三角波發(fā)生器組成的固定頻率的PWM電路，用輸入的音頻信號幅度對三角波進(jìn)行調制，得到占空比隨音頻輸入信號幅度變化的方波， 并以相反的相位驅動(dòng)上下橋臂的功率管，使功率管一個(gè)導通時(shí)另一個(gè)截止，再經(jīng)輸出濾波器將方波轉變?yōu)橐纛l信號，推動(dòng)揚聲器發(fā)聲。采用全橋的D 類(lèi)放大器可以實(shí)現平衡輸出，易于改善放大器的輸出濾波特性，并可減少干擾。全橋電路負載上的電壓峰峰值接近電源電壓的2 倍，可采用單電源供電。實(shí)現時(shí)，通常采取2 路輸出脈沖相位相反的方法。 圖2 D 類(lèi)音頻功率放大器組成框圖 2 硬件電路設計 2．1 原理分析 D 類(lèi)功率放大器的工作過(guò)程是： 當輸入模擬音頻信號時(shí)，模擬音頻信號經(jīng)過(guò)PWM 調制器變成與其幅度相對應脈寬的高頻率PWM 脈沖信號，控制開(kāi)關(guān)單元的開(kāi)/關(guān)，經(jīng)脈沖推動(dòng)器驅動(dòng)脈沖功率放大器工作，然后經(jīng)過(guò)功率低通濾波器帶動(dòng)揚聲器工作。 2．2 比較器 比較器電路采用低功耗、單電源工作的雙路比較器芯片LM311 構成。此處為提高系統效率，減少后級H 橋中CMOS 管不必要的開(kāi)合， 用兩路偏置不同的三角波分別與音頻信號的上半部和下半部進(jìn)行比較，當正端上的電位高于負端的電位時(shí)，比較器輸出為高電平，反之則輸出低電平。這樣產(chǎn)生兩路相互對應的PWM波信號給后級驅動(dòng)電路進(jìn)行處理，雙路比較電路如圖3 所示。 圖3 比較器電路 此處值得注意的是將上半部比較處理為音頻信號接比較器的負向端、三角波信號接正向端；下半部比較則相反，這樣形成相互對應，在音頻信號的半部形成相應PWM 波時(shí)，另半部為低電平，可保征后級H 橋中的CMOS 管沒(méi)有不必要的開(kāi)合，以減少系統功率損耗。電路以音頻信號為調制波，頻率為70kHz 的三角波為載波，兩路信號均加上2．5V 的直流偏置電壓，通過(guò)比較器進(jìn)行比較，得到幅值相同，占空比隨音頻幅度變化的脈沖信號。 LM311 芯片的供電電壓為5V 單電源，為給V＋＝V－提供2．5V的靜態(tài)電位，取R10＝R11，R8＝R9，4 個(gè)電阻均取10kΩ。由于三角波Vp－p＝2V，所以要求音頻信號的Vp－p 不能大于2V，否則會(huì )使功放產(chǎn)生失真。由于比較器芯片LM311 的輸出級是集電極開(kāi)路結構，輸出端須加上拉電阻，上拉電阻的阻值采用1kΩ 的電阻。 2．3 驅動(dòng)電路以及互補對稱(chēng)輸出和低通濾波電路 如圖4 所示。將PWM 信號整形變換成互補對稱(chēng)的輸出驅動(dòng)信號， 用CD40106 施密特觸發(fā)器并聯(lián)運用以獲得較大的電流輸出，送給由晶體三極管組成的互補對稱(chēng)式射極跟隨器驅動(dòng)的輸出管，保證了快速驅動(dòng)。驅動(dòng)電路晶體三極管選用9012 和9014 對管。 H 橋互補對稱(chēng)輸出電路對VMOSFET 的要求是導通電阻小，開(kāi)關(guān)速度快，開(kāi)啟電壓小。因輸出功率稍大于1W，屬小功率輸出，可選用功率相對較小、輸入電容較小、容易快速驅動(dòng)的對管，IRF9630 和IRFZ48N VMOS 對管的參數能夠滿(mǎn)足上述要求，故采用之。實(shí)際電路如圖4 所示。本設計采用4 階Butterworth低通濾波器。 圖4 H 橋互補對稱(chēng)輸出及低通濾波電路 對濾波器的要求是上限頻率≥20kHz， 在通頻帶內特性基本平坦�；パaPWM 開(kāi)關(guān)驅動(dòng)信號交替開(kāi)啟Q6 和Q8 或Q12和Q10，分別經(jīng)兩個(gè)4 階巴特沃茲濾波器濾波后推動(dòng)喇叭工作。 3 電路測試 3．1 調試步驟 1）通頻帶的測量：在放大器電壓放大倍數為10，實(shí)測3dB 通帶的上、下邊界頻率值。通頻帶測試時(shí)應去掉測試用的RC 濾波器。 2）最大不失真輸出功率：放大倍數為10，輸入1kHz 正弦信號，用毫伏表測量放大器輸出電壓有效值，計算最大輸出功率Po－max。3）輸入阻抗：在輸入回路中串入10kΩ 電阻，放大器輸入端電壓下降應小于50%。 4）效率測量：輸入1kHz 正弦波，放大倍數為10 時(shí)，使輸出功率達到500mW，測量功率放大器的電源電流I（不包括測試用變換電路和顯示部分的電流）。要求電源電壓V 的范圍為5×（1＋1%）V。效率為：500mW%V×I。 3．2 數據分析 根據以上的調試步驟測量，測得數據如表1、表2、表3、圖5、圖6 所示。 圖5 展示了當輸入信號的幅值不變，僅改變其頻率，動(dòng)態(tài)放大誤差效果圖。由圖可知，對于頻帶以外的信號，系統的放大倍數與輸出幅值有明顯降低。對于當信號頻率的升高導致EMI（電磁干擾）增強，可以利用低通濾波器降低干擾。 圖5 誤差放大（動(dòng)態(tài)） 圖6 最大不失真功率測試數據 功率放大器采用5V 電源， 前置放大器的放大倍數調到最大，適當的調節輸入信號的幅值，改變其頻率，測量其最大不失真輸出功率及效率見(jiàn)圖6。對于頻帶以外的信號，功率放大器的最大不失真功率有明顯的降低。若要提高效率，可以降低載波頻率，但輸出電壓的諧波成分及失真增加；若要使輸出電壓非線(xiàn)性失真減少，則需提高PWM 調制信號的頻率。盡管高頻干擾是D類(lèi)功率放大器現今存在的主要問(wèn)題，但其高效節能的優(yōu)點(diǎn)，以越來(lái)越多的受到了人們的重視。 從上面的數據可知， 功放的效率和最大不失真輸出功率與理論值還有一些差距，其原因有以下幾方面： 1）在功放電路存在靜態(tài)損耗。電路在靜態(tài)下是具有一定的功耗，測試其5V 電源的靜態(tài)總電流約為28mA，靜態(tài)功耗為：P 損耗＝5×28＝140mW，則這部分的損耗對總的效率影響很大，且對小功率輸出時(shí)影響更大。 2）功放輸出電路的損耗，這部分的損耗對效率和最大不失真輸出功率均有影響。H 橋的互補激勵脈沖達不到理想同步，也會(huì )產(chǎn)生功率損耗。 3）濾波器的功率損耗，這部分損耗主要是由電感的直流電阻引起的，功率測量電路的誤差。此外，還有測量?jì)x器本身帶來(lái)的測量誤差。 |
