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現今磁感應無(wú)線(xiàn)充電多只能提供低功率的充電方式，而為了縮短充電時(shí)間，該技術(shù)也逐漸往中功率發(fā)展;透過(guò)供電端與受電端的新型解調與調制技術(shù)，來(lái)改善線(xiàn)圈傳遞控制資料的方式，可有效提高中功率磁感應無(wú)線(xiàn)充電速度。 在無(wú)線(xiàn)充電中簡(jiǎn)單分成供電端與受電端，供電端為電力轉換成電磁波能量發(fā)送，而受電端接收其電磁波能量后，進(jìn)行電性轉換，將電力輸出到后端提供給受電裝置充電或運行使用。 控制訊號為無(wú)線(xiàn)充電系統基礎 在電磁感應式無(wú)線(xiàn)電力系統中，于受電端所需能量大小或開(kāi)啟或關(guān)閉充電功能會(huì )隨受電裝置使用狀況而改變。對應其供電端線(xiàn)圈上可以透過(guò)不同調節能量大小之設計進(jìn)行發(fā)送能量以進(jìn)行搭配。由于受電端與供電端并沒(méi)有實(shí)體連接，但功能上供電端又須要得知受電端狀態(tài)以從事功率調節，因此為完成受電端傳送控制訊號到供電端再經(jīng)解析后進(jìn)行控制形成一個(gè)控制回路，無(wú)線(xiàn)通訊成為無(wú)線(xiàn)充電系統必備之功能。 電磁感應式無(wú)線(xiàn)充電架構為供電端發(fā)射電磁能量即載波訊號，受電端在接收電磁能量的同時(shí)，也對載波訊號進(jìn)行調制，將其編碼后的通訊資料反射到載波訊號之中，供電端再從供電線(xiàn)圈上載波訊號解析出通訊資料進(jìn)行控制，此技術(shù)為業(yè)界目普遍產(chǎn)品運作原理，市面上眾多的Qi系列產(chǎn)品即使用此方式。 受電端將通訊資料調制到供電線(xiàn)圈上載波訊號中，最大的優(yōu)點(diǎn)在于成本，此方式毋須額外的通訊模組且在實(shí)作通訊只須從受電端傳送到供電端，是單向傳送即可完成大部分功能需求，而最大的缺點(diǎn)在于影響供電線(xiàn)圈上載波訊號狀態(tài)，主要為受電端上負載與感應諧振因素。 本文專(zhuān)門(mén)研討在無(wú)線(xiàn)充電供電與受電線(xiàn)圈之間通訊調制與解調之技術(shù)，礙于篇幅有限，關(guān)于無(wú)線(xiàn)充電其他原理就不再詳細說(shuō)明。 供電線(xiàn)圈的載波特性限制 頻率低/訊號高電壓不利通訊 有別于一般專(zhuān)門(mén)為通訊設計使用的天線(xiàn)，無(wú)線(xiàn)充電是以電力傳送為主要目標的線(xiàn)圈設計后，再因功能需求在其上進(jìn)行通訊功能開(kāi)發(fā)。 在電磁感應式無(wú)線(xiàn)充電中供電線(xiàn)圈上訊號的特性為：頻率偏低并且不固定、訊號高電壓并具有電流驅動(dòng)力，而此兩種特性都不利于通訊方面的用途。 電磁感應式所使用的頻率約在100～300kHz之間，相對于其他通訊技術(shù)該頻率是非常低的，調制資料鮑率為求可靠，通常要遠低于主載波頻率，加上本通訊技術(shù)之載波只為供電端提供頻率，受電端只能透過(guò)振幅調變(AM)進(jìn)行調制，再加上電力傳送本身功率大小是透過(guò)改變頻率方式，進(jìn)而調節線(xiàn)圈上諧振之振幅完成提高或降低功率輸出之功能，所以主載波頻率不固定再加上振幅變動(dòng)大的狀況下，其供電端訊號解析所須濾波器的設計變得困難。 另外，要在供電線(xiàn)圈上提高功率，線(xiàn)圈電壓須推到100V以上，且線(xiàn)圈上的電流具有相當大的電流推力，才能將能量推送到受電端線(xiàn)圈上，因為供電線(xiàn)圈上增加功率后提高電壓與大電流的狀況下，受電端要在其上再調制訊號困難度也提高，在調制原理來(lái)看受電端須改變受電線(xiàn)圈上的阻抗進(jìn)行反射到供電線(xiàn)圈上影響其訊號振幅，阻抗改變越大，反射后的振幅改變越大，其訊號也越容易辨識。 但實(shí)作上并非如此理想，為了提高功率之送電效率，供電線(xiàn)圈使用低阻抗導線(xiàn)與低電感量配置，在其線(xiàn)圈上電流驅動(dòng)力相當強勁，即使受電端負載改變，依然能提供相當的訊號振幅以維持推力，此設定造成受電端要在載波上進(jìn)行訊號調制變得更困難，也就是光靠改變線(xiàn)圈上的阻抗無(wú)法有效反射到供電線(xiàn)圈上的載波形成明顯改變，載波振幅上的調制深度不足，其訊號解析變得困難。 再者，供電線(xiàn)圈上的訊號本身帶有很大雜訊，雜訊來(lái)源相當復雜，其主要為供電端本身諧振之訊號抖動(dòng)外，還有受電端負載反應所造成，所以反射到供電線(xiàn)圈調制訊號須遠大于其雜訊，才有可能被解析后進(jìn)行解碼。在此說(shuō)明受電端調制訊號與供電端解調訊號兩方面都有技術(shù)挑戰須克服，受電端須產(chǎn)生明確的調制訊號;供電端也須有能力在線(xiàn)圈高電壓諧振訊號中取出解調方法。 中功率受電端改良方法：新型錯動(dòng)式調制技術(shù) 前述所提要達到從受電端線(xiàn)圈反射通訊資料到供電線(xiàn)圈，須透過(guò)調制技術(shù)改變受電線(xiàn)圈上的阻抗方能完成，而改變調阻抗的方法在過(guò)去的常識中，為采用開(kāi)關(guān)元件外加負載于調制期間加大其線(xiàn)圈上的負載效應用于反射。 這樣的方式在功率加大后會(huì )遇到瓶頸，當受電端后端負載很大的狀況下其受電線(xiàn)圈等效負載電阻已經(jīng)很低，若為調制訊號再加大負載其接近于將線(xiàn)圈短路，如此操作會(huì )增加功率損耗與易燒毀元件的問(wèn)題，再者此方式調制訊號于線(xiàn)圈兩端同時(shí)加以負載的方式等于與供電端硬碰硬，強力反射到供電圈的訊號在大功率下調制深度也不容易提高。 在此提出一個(gè)改良式的調制方法，其有兩個(gè)重點(diǎn)。其一為調制訊號并非單在線(xiàn)圈上加重負載，調制的目標在于線(xiàn)圈阻抗的改變，所以反向降低線(xiàn)圈阻抗也是可以達到調制之目的。其二為調制訊號并非一定要同時(shí)同線(xiàn)圈兩端進(jìn)行調制，可在線(xiàn)圈兩端進(jìn)行交替式的調制，使其受電端反射訊號到供電端線(xiàn)圈上的諧振進(jìn)行交替互動(dòng)，避免在大功率下硬碰調制的技術(shù)，可以有效加大調制深度。 參考圖1為一實(shí)作電路圖，接收線(xiàn)圈(Coil)感應到電磁能量串接C1諧振電容連接到后端整流電路，其端點(diǎn)S1與S2為反相訊號，實(shí)作上從整流器看S1與S2為交替拉扯電壓訊號，在有負載的狀況下S1與S2波型接近于反相方波。而整流器設計為全橋式結構與傳統四個(gè)二極體整流器略有些不同，其上端維持D1與D2兩個(gè)二極體當S1與S2為高電位時(shí)將電流帶往高端，而下端有別于一般整流器改成兩個(gè)開(kāi)關(guān)元件，其動(dòng)作為當S1或S2為低電位時(shí)，其連接的開(kāi)關(guān)元件Q13或Q23為導通狀態(tài)，使后端負載之接地電流可通往線(xiàn)圈。 圖1 受電端模組 以下整流器動(dòng)作原理舉其中一端進(jìn)行說(shuō)明，兩端為對稱(chēng)結構故為反相運作。當S1由高電位切到低電位，反之S2會(huì )從低電位切到高電位，此時(shí)動(dòng)作應該Q13要進(jìn)入導通，另外Q23要開(kāi)路，在過(guò)去常識中此電路稱(chēng)為半橋同步整流，Q13與Q23互相透過(guò)對相訊號進(jìn)行開(kāi)關(guān)。 圖1中為改良電路能提高其切換性能，以Q12與Q22簡(jiǎn)易搭配出加速電路。以Q12來(lái)說(shuō)明，當S1為高電位時(shí)Q12會(huì )進(jìn)入導通而上端S12會(huì )被下拉到低電位，而R121會(huì )消耗掉一些電流，但因為阻值大所以損耗不多。 當S1準備切到低電位時(shí)Q12會(huì )切到開(kāi)入，此時(shí)說(shuō)明一個(gè)概念，其開(kāi)關(guān)電路的閘極端可視為一個(gè)電容，在切換的瞬間會(huì )有充放電時(shí)間，而采用MOSFET作為開(kāi)關(guān)元件會(huì )有一個(gè)特性，便是能承受大電流與電壓，該閘極端的電容就會(huì )大，代表切換速度慢，反之速度快的元件無(wú)法承受大電流與電壓，在此舉例為一般價(jià)位的零件均接近此特性。 在圖1中Q13與Q23為高電流元件速度慢，另外搭配Q12與Q22為低電流高速元件，動(dòng)作為S1切到低電位的瞬間，Q12閘極端電壓會(huì )透過(guò)D122快速釋放Q12就會(huì )快速開(kāi)路后，此時(shí)S2也將切到高電位，其S12電壓透過(guò)R121進(jìn)行充電，而S12充電后使Q13進(jìn)入導通，此段動(dòng)作為一連貫動(dòng)作。 另外，說(shuō)明當S2切入低電位時(shí)，Q13閘極端電容之電壓會(huì )透過(guò)D121快速釋放使Q13加速進(jìn)入開(kāi)路之狀況，所以此區動(dòng)作之原理為R121與R122是作為切入高電位時(shí)對閘極端充電導通用;而D121與D122為切入低電位時(shí)，用來(lái)快速釋放閘極端電容之電壓加速開(kāi)路，而Q12之動(dòng)作類(lèi)似蹺蹺板用來(lái)切換方向所使用。 另外，Q131是用來(lái)暫停Q13導通所使用，Q131連接RX-U1進(jìn)行控制，其從U1控制輸入高電位，就以Q131導通效果，為使S12保持在低電位。 參考圖2其W6_3為線(xiàn)圈訊號、W6_2為S12即Q13之閘極端訊號、W6_1為Q131閘極端訊號，當RX-U1輸出高電位到Q131便會(huì )使該區段S12訊號維持在低電位，造成整流器在該區段不發(fā)生導通狀況，用意在于暫停整流動(dòng)作。 圖2 受電端線(xiàn)圈訊號、整流開(kāi)關(guān)訊號與調制訊號 呼應前段所述，在調制技術(shù)中改變線(xiàn)圈阻抗，在后端輸出有負載的狀況下透過(guò)暫停整流，即可降低受電線(xiàn)圈上的阻抗，但此方式須于后端有負載的狀況下才能起作用，當后端為空載的狀況下暫停整流，并不會(huì )改變線(xiàn)圈上的阻抗。 所以另外要設計在空載下調制訊號的方法，加入R5、R6做為空載下的訊號調制用，其分別從線(xiàn)圈兩端進(jìn)行負載調制，由于是交替運作，所以?xún)蓚�(gè)電阻采用不同阻值，以對應在不同的負載狀況下產(chǎn)生差別的調制強度。因此整個(gè)調制技術(shù)簡(jiǎn)單說(shuō)明為當后端為空載或輕負載時(shí)，就由R5、R6擔任于調制期間加重受電線(xiàn)圈阻抗之工作，當后端輸出負載加重，其阻抗小于R5、R6后，其調制作用將會(huì )喪失，所以透過(guò)暫停整流器運作的方式，以短暫降低受電線(xiàn)圈上的阻抗來(lái)產(chǎn)生調制效果。 參照圖3錯動(dòng)式訊號圖，W7_3為受電線(xiàn)圈訊號、W7_1與W7_2分別為P04與P11訊號、W7_4為S1訊號，其與W7_3不同在于通過(guò)一個(gè)C1電容之諧振效果后取得較強電流推力，其波形也會(huì )接近方波訊號;W7_5與W7_6分別為S12與S22訊號，從圖3中可看到設計中的調制訊號從線(xiàn)圈兩端分別進(jìn)行調制，并分成調制單端、解除調制、調制另一單端后再解除調制完成，此設計的用意在于對受電線(xiàn)圈接收電力影響最小的情況下，產(chǎn)生最大調制訊號。 圖3 錯動(dòng)式調制訊號圖 中功率供電端改良方法：高線(xiàn)圈電壓解調技術(shù) 前段所提為在受電端采行之調制方法，用意在受電端與供電端線(xiàn)圈感應后，反射最大調制訊號與最不干擾電力之傳送，其訊號反射到供電線(xiàn)圈后在其上產(chǎn)生振幅波動(dòng)。此段所介紹的是，如何將該波動(dòng)轉換成能讓供電端主控IC進(jìn)行解碼之訊號。 參考圖4供電端模組方塊圖，此范例為在一個(gè)直流24伏特(V)供電驅動(dòng)之供電端架構，開(kāi)關(guān)驅動(dòng)元件U4、U5為全橋驅動(dòng)線(xiàn)圈與諧振電容C1，理想狀況下線(xiàn)圈與C1中間應為正弦波訊號，但因為求效率，其線(xiàn)圈與電容采用低阻抗元件配置，所以于開(kāi)關(guān)訊號切換瞬間為直拉型的電壓切換訊號，而該訊號為非諧振成分，因此在第一道處理為去除驅動(dòng)電壓成分取出純諧振訊號。 圖4 供電端模組 在圖4中由兩個(gè)運算放大器OPA1、OPA2構成兩個(gè)差動(dòng)放大電路，其OPA1動(dòng)作為由R608與R609進(jìn)行分壓驅動(dòng)電源作為差動(dòng)參考點(diǎn);另外，由R610與R605對線(xiàn)圈諧振訊號進(jìn)行分壓作為放大訊號輸入，在此有一配置為R608、R609與R610、R605之分壓比例皆為50比1，其用意在于取出與電源驅動(dòng)電壓與諧振訊號中開(kāi)關(guān)電壓失真相等后，透過(guò)差動(dòng)放大出諧振訊號高于電源驅動(dòng)電之成分進(jìn)行放大。 放大后輸出分成兩路，其一為經(jīng)由D701后與R703、R704、C704構成簡(jiǎn)單檢波電路取出訊號之有效直流電壓，參考圖5該電壓為V_dc訊號。 圖5 供電線(xiàn)圈訊號波峰取樣放大 另外一路由D603透過(guò)分壓電阻R603、R604后輸入到OPA2作為差動(dòng)放大輸入端，其訊號為圖5中之V_hw訊號再經(jīng)OPA2放大后輸出為V_hwa訊號，D603、D701用來(lái)控制V_dc與V_hw有相同的壓降，而R603、R604、R703、R704用來(lái)設定分壓比例使得V_dc能保持在略低于V_hw之訊號，確保OPA2可以只放大波峰中高低變化之部分。 OPA2輸出訊號再傳送到D601、R612、C612為一檢波電路，參考圖6中經(jīng)過(guò)D601訊號為V_env該訊號為波峰訊號之檢波結果，但該訊號之直流穩態(tài)非固定值，所以在透過(guò)C613、R614、R615構成之去交連耦合電路得到之波形為V_trig，而該波型最后傳到TX-U1進(jìn)行解碼處理，在圖6中能看到原供電線(xiàn)圈上之訊號V_coil轉換到V_trig之差異。 圖6 供電線(xiàn)圈訊號檢波與交連耦合 另外，在參考圖7中，V_coil上有間距不等的觸發(fā)訊號，經(jīng)由設計解調電路V_trig解析出清楚觸發(fā)訊號，而TX_U1在接收此連續觸發(fā)訊號組合進(jìn)行解碼之動(dòng)作。 圖7 供電線(xiàn)圈訊號與取出觸發(fā)訊號波形 圖8中對應從受電端調制訊號到供電端解調訊號之對應，其中能看出調制訊號時(shí)間很短，卻可在供電端上解調出相當大與清楚之觸發(fā)訊號，此為本文所介紹新型訊號調制與解調方法之目的，在最小的調制下完成最大的訊號解調，此設計能有效的完成在中功率電磁感應式無(wú)線(xiàn)充電中透過(guò)線(xiàn)圈傳遞控制資料。 圖8 受電端調制訊號對應到供電端解調訊號 |
