|
在A(yíng)／D和D／A轉換器、數據采集系統以及各種測量設備中，都需要高精度、高穩定性的基準電壓源，并且基準電壓源的精度和穩定性決定了整個(gè)系統的工作性能。電壓基準源主要有基于正向VBE的電壓基準、基于齊納二極管反向擊穿特性的電壓基準、帶隙電壓基準等多種實(shí)現方式，其中帶隙基準電壓源具有低溫度系數、高電源抑制比、低基準電壓等優(yōu)點(diǎn)，因而得到了廣泛的應用。 本文在基于傳統帶隙電壓基準源原理的基礎上，采用電流反饋、一級溫度補償等技術(shù)，同時(shí)在電路中加入啟動(dòng)電路，設計了一個(gè)高精度、輸出可調的帶隙基準電壓源，并在SMIC 0.25μm CMOS工藝條件下對電路進(jìn)行了模擬和仿真。 1 帶隙基準電壓源工作原理與傳統結構 帶隙基準電壓源的原理就是利用PN結電壓的負溫度系數和不同電流密度下兩個(gè)PN結電壓差的正溫度系數電壓VT相互補償，使輸出電壓達到很低的溫度漂移。 1.1 帶隙基準電壓源工作原理 圖1為溫度對二極管伏安特性的影響。 可以看出，溫度升高，保持二極管正向電流不變時(shí)所需正向偏壓減小，溫度系數為：-1.9 mV／℃～2.5 mV／℃。 PN結電流與外加電壓的關(guān)系為： 圖2(a)為帶隙電壓基準源的原理示意圖。 結壓降VBE在室溫下溫度系數約-2.0 mV／K，而熱電壓VT(VT=k0T／q)，在室溫下的溫度系數為0.085 mV／K，將VT乘以常數k并與KBE相加，可得到輸出電壓Vref為： 將式(1)對溫度T進(jìn)行一次微分，并在室溫下等于0(輸出電壓在室溫下的理論溫度系數等于0)，解得常數k，即 1.2 傳統帶隙基準電壓源結構 圖2(b)是傳統的CMOS帶隙電壓基準源電路，圖中運算放大器的作用是使電路處于深度負反饋狀態(tài)，從而讓運算放大器兩輸入端電壓相等。 在電路穩定輸出時(shí)： 由式(3)、式(4)得： 式中：k為常數， 由于實(shí)際的運算放大器存在一定的失調電壓VOS，所以實(shí)際輸出電壓為： 由式(7)可得，運算放大器的失調電壓會(huì )導致比較大的基準輸出電壓誤差。運算放大器的失調電壓VOS包括自身的失調、電源電壓變化引起的失調、工藝不匹配引起的失調及溫度引起的失調，其中自身的失調占主要作用，所以在大多數帶隙基準源電路中，一般采用兩級高增益運算放大器作為反饋運放，以降低失調電壓。傳統帶隙基準電壓源結構雖然能輸出比較精確的電壓，但是所得到的精度有限，而且其基準電壓范圍有限(1.25 V左右)，要想克服上述問(wèn)題和限制，必須對傳統基準源的結構有所改進(jìn)。 2 CMOS帶隙基準電壓源電路結構 本設計是在SMIC 0.25μm CMOS工藝基礎上完成的，設計中采用了一級溫度補償、電流反饋等技術(shù)。其電路結構如圖3所示(不考慮虛線(xiàn)框R5部分)。 BGR核心電路中，晶體管Q1、Q2為使用標準CMOS工藝制造的二極管連接形式的PNP縱向三極管(BJT)。Q2和Q1的發(fā)射極面積的比為N，流過(guò)Q1和Q2的電流相等，這樣△VBE就等于VTln(N)。流過(guò)電阻R1的電流I4是與熱力學(xué)溫度成正比的。流過(guò)M2、M3、M4的電流相等(I1=I2=I3)，所以 參考電壓Vref為： 通過(guò)調節R3與R1的比值和Q2與Q1發(fā)射極面積的比值，可以使輸出電壓參考在室溫下的溫度系數為0。 本設計還具有輸出可調的特點(diǎn)，設計中采用文獻[2]提到的在運算放大器兩輸入端與地之間加電阻的方法。由式(9)可看出，在調節了k值 后，可以方便地調節R4的值來(lái)調節參考電壓的輸出大小，正是由于運算放大器兩輸入端的接地電阻R2、R3的增加，使得總的鏡像電流通過(guò)電阻R4后可以方便地改變輸出大小，相比文獻[3]中的二次分壓結構更簡(jiǎn)單，更節省面積。 該帶隙基準源的電流源不僅用于提供基準輸出所需的電流，也用于產(chǎn)生差分放大器所需的電流源偏置電壓，大大簡(jiǎn)化了電路的版圖。設計中采用了高增益NMOS差分對運算放大器，根據文獻[4]，實(shí)驗仿真結果顯示，對于電源電壓的直流變化，低電源抑制比的運算放大器也能實(shí)現電壓跟隨，Vref輸出穩定。而在電源電壓有交流干擾、特別是信號頻率較高(>30 MHz)時(shí)，Vref輸出端也有同頻的交流信號，幅度近似于電源干擾信號的幅度，這時(shí)Vref已不能認為是恒定的輸出。原因是運算放大器輸出信號與電源信號之間存在明顯的相位差。解決的方法有兩種：第1種是提高運算放大器的單位增益帶寬；第2種是降低運算放大器本身的PSRR(電源抑制比)。第1種方法會(huì )增大電路消耗的功率，對于第2種方法，我們采用低PSRR(電源抑制比)的運算放大器就可以實(shí)現，相比于文獻[5]中使用的PMOS差分對運算放大器，我們采用相對較低PSRR的NMOS差分對運算放大器。 本設計中還增加了帶隙基準源的啟動(dòng)電路，因為帶隙基準源存在兩個(gè)電路平衡點(diǎn)，即零點(diǎn)和正常工作點(diǎn)，當電路處在零點(diǎn)時(shí)，整個(gè)電路中沒(méi)有電流流過(guò)，電路不能正常工作。啟動(dòng)電路應滿(mǎn)足兩個(gè)方面的要求：一是確�？傆须娏髁鬟^(guò)參考源中的晶體管，使得零狀態(tài)處的環(huán)路增益大于1，避免陷入零狀態(tài)；二是參考源啟動(dòng)后，啟動(dòng)電路不應干擾參考源的正常工作。當基準源工作在零點(diǎn)時(shí)，節點(diǎn)N1、N2的電壓等于0，基準源沒(méi)有電流產(chǎn)生。啟動(dòng)電路的目的就是為了避免基準源工作在不必要的零點(diǎn)上。本文設計了圖3中所示的啟動(dòng)電路，電路由M11、M12和M13構成。當電路工作在零點(diǎn)時(shí)，N2點(diǎn)電壓為0，M13管導通，迅速提高節點(diǎn)N1、N2的電壓，產(chǎn)生基準電流；這時(shí)節點(diǎn)N1的電壓通過(guò)M11和M12組成的反相器，使M13管完全截止，節點(diǎn)N1、N2的電壓回落在穩定的工作點(diǎn)上，基準源開(kāi)始正常工作而啟動(dòng)電路中沒(méi)有電流流過(guò)。 3 電路模擬和仿真結果 基于0.25μm BSIM3V3.2工藝模型，用cadence的spectre仿真工具對高精度輸出可調帶隙基準電壓源電路進(jìn)行了溫度掃描和電源抑制比的模擬仿真。溫度范圍為-20℃～70 ℃，電源電壓范圍為2 V～3 V。在SMIC 0.25μm BSIM3V3.2工藝tt模型下的仿真所得結果為：輸出Vref為1.012 V左右時(shí)，溫度系數可達4.8×10-6／℃(如圖4(a)所示)，PSRR可達54 dB(如圖4(b)所示)；輸出Vref1為453.7 mV左右時(shí)，溫度系數可達4.4×10-6／℃(如圖5(a)所示)，PSRR為42 dB(如圖5(b)所示)。 4 結束語(yǔ) 本設計是在傳統帶隙基準電壓源理論的基礎上，對電路進(jìn)行改進(jìn)而得到的高精度、輸出可調的基準電壓源，在設計中采用了一級溫度補償、電流反饋等技術(shù)，并在電路中增加了啟動(dòng)電路。仿真結果顯示該設計溫度系數高，可輸出不同范圍穩定的基準電壓，達到預期的設計目標。 |
