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作者： Barry Zhang 和 Alex Buda 簡(jiǎn)介 許多系統設計人員使用Σ-Δ型ADC和RTD（電阻式溫度檢測器）進(jìn)行溫度測量，但實(shí)現ADC數據手冊中規定的高性能時(shí)有困難。例如，一些設計人員可能只能從16位至18位ADC獲得12至13個(gè)無(wú)噪聲位。本文介紹的前端技術(shù)能夠使設計人員在其系統設計中獲得16個(gè)以上的無(wú)噪聲位。 在比率式測量中使用RTD有一定優(yōu)勢，因為它能消除激勵電流源的精度和漂移等誤差源。下面是4線(xiàn)RTD比率式測量的典型電路。4線(xiàn)式配置的優(yōu)勢是可消除由引腳電阻產(chǎn)生的誤差。 
圖1. 4線(xiàn)RTD比率式測量電路。 我們可以從上述電路推導出下面兩個(gè)公式：
當ADC工作在雙極性差分模式時(shí)，計算RTD電阻(RRTD)的通用表達式如下所示：
其中： CodeRTD為ADC碼。 CodeADC_Fullscale為ADC滿(mǎn)量程代碼。 RTD的測量電阻值理論上僅與基準電阻的精度和漂移相關(guān)。 通常，RREF為精確的低漂移電阻，精度為0.1%。 當工程師使用此類(lèi)電路設計產(chǎn)品時(shí)，他們會(huì )在模擬輸入和外部基準電壓源引腳前添加一些電阻和電容，以獲得低通濾波和如圖2所示的過(guò)電壓保護。在本文中，我們將展示選擇合適的電阻和電容以獲得更好的噪聲性能時(shí)應該考慮的因素。
圖2. 典型4線(xiàn)RTD比率式測量電路。 從圖2中可以看出，R1、R2、C1、C2和C3用作為差分和共模電 壓信號提供衰減的一階低通RC濾波器。R1和R2的值應相同， C1和C2的值也選擇相同的值。同樣，R3、R4、C4、C5和C6用 作參考路徑的低通濾波器。 共模低通RC 濾波器 圖3所示為共模低通濾波器等效電路。
圖3. 共模低通濾波器。 因為a點(diǎn)的共模電壓等于b點(diǎn)的電壓，所以沒(méi)有電流流過(guò)C3。 因此，共模截止頻率可表示為：
差分模式低通RC 濾波器 為了更好地理解差分信號的低通RC濾波器截止頻率，可將圖 4中的C3電容視作圖5中的兩個(gè)獨立電容：Ca和Cb。
圖4. 差分模式低通濾波器。
圖5. 差分模式低通濾波器等效電路。 圖5中，差分模式截止頻率為：
通常，C3的值是Ccm的值的10倍。這是為了降低C1和C2不一致 產(chǎn)生的影響。例如，如圖6所示，ADI電路筆記CN-0381中使 用模擬前端設計時(shí)，差分信號的截止頻率約為800 Hz，共模 信號的截止頻率約為16 kHz。
圖6. 使用AD7124進(jìn)行RTD測量的模擬輸入配置。 電阻和電容考慮 除了作為低通濾波器的一部分外，R1和R2還可提供過(guò)電壓保 護。如果圖6中的AD7124-4 AIN引腳前使用的是3 kΩ電阻，則最高可保護30 V接線(xiàn)錯誤。不建議在A(yíng)IN引腳前使用更大的電阻，原因有二。第一，它們將產(chǎn)生更大的熱噪聲。第二，AIN引腳具有輸入電流，電流將流經(jīng)這些電阻并引入誤差。這些輸入電流的大小不是恒定值，不匹配的輸入電流將產(chǎn)生噪聲，并且噪聲將隨電阻值增大而增大。 電阻和電容值對確定最終電路的性能至關(guān)重要。設計人員需要理解其現場(chǎng)要求，并根據上述公式計算電阻和電容值。對于具有集成激勵電流源的ADI Σ-Δ型ADC器件和精密模擬微控 制器，建議在A(yíng)IN和基準電壓源引腳前使用相同的電阻和電容值。這種設計可確保模擬輸入電壓始終與基準電壓成比例， 并且激勵電流的溫度漂移和噪聲所引起的模擬輸入電壓的任何誤差，都可通過(guò)基準電壓的變化予以補償。 用比率式測量法測得的ADuCM360 噪聲性能 ADuCM360是完全集成的3.9 kSPS、24位數據采集系統，在單芯片上集成雙路高性能多通道Σ-Δ型ADC、32位ARM® Cortex®-M3處理器和Flash/EE存儲器。同時(shí)還集成了可編程增益儀表放大器、精密帶隙基準電壓源、可編程激勵電流源、靈活的多路復用器以及其它許多特性。它可與電阻式溫度傳感器直接連接。 使用ADuCM360進(jìn)行RTD測量時(shí)，REF–引腳通常接地，因此圖2中的R4和C5無(wú)電流通過(guò)，可將其移除。C4和C6并聯(lián)一起。 由于C4遠遠小于C6，因此可忽略。最后便可得到簡(jiǎn)單的模擬 前端電路，如圖7所示。
圖7. 用于RTD測量的ADuCM360模擬前端電路。 表1列出了模擬和參考輸入路徑前具有匹配和不匹配濾波器時(shí) 的噪聲水平。使用100 Ω精密電阻代替RRTD，以測量ADC輸入 引腳上的噪聲電壓。RRef 的值為5.62 kΩ。 表1. 噪聲測試結果
從表1我們可以看出，使用R1和R2的值與R3相同的匹配模擬前 端電路時(shí)，噪聲與不匹配電路相比降低約0.1 μV至0.3 μV，這 意味著(zhù)ADC無(wú)噪聲位的數量增加約0.25位至16.2位，ADC PGA增益為16。 結論 按照本文介紹的考慮因素，使用匹配RC濾波器電路和根據現 場(chǎng)要求選擇合適的電阻和電容值，比率式測量應用中的RTD 能夠獲得最佳的結果。 參考文獻 CN-0381電路筆記。"采用低功耗、精密、24位Σ-Δ型ADC的全集成式4線(xiàn)RTD測量系統"。ADI公司 CN-0267電路筆記。"具有HART接口的完整4 mA至20 mA環(huán)路供電現場(chǎng)儀表"。ADI公司 作者 Barry Zhang [barry.zhang@analog.com]是ADI 中國北京公司的一名應用 工程師。他于2011 年加入ADI 公司，就職于集成精密解決方案部。在加 入ADI 前，他曾在Rigol 和Putian 擔任硬件工程師。2006 年，Barry 獲 得了北京科技大學(xué)的機械電子工程碩士學(xué)位。 Alex Buda [alex.buda@analog.com] 是ADI 公司精密解決方案部的一名 應用工程師。他于2012 年加入ADI 公司，之后便一直在從事精密模擬微 控制器方面的工作。Alex 畢業(yè)于2012 年，擁有愛(ài)爾蘭國立梅努斯大學(xué)電 子工程和計算機一級榮譽(yù)學(xué)士學(xué)位。作為學(xué)位課程的一部分，他在A(yíng)DI 公司集成精密解決方案部實(shí)習了六個(gè)月。 | |||||||||||||||||||||||
