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作者：Jonathan Harris 很多現代無(wú)線(xiàn)電架構包含下變頻級，可將RF或微波頻段向下轉換至中頻，以便進(jìn)行基帶處理。無(wú)論最終應用是通信應用、航空航天與國防應用，或是儀器儀表應用，目標頻率都越來(lái)越高，并進(jìn)入了RF和微波頻譜。應對這種情況的一種可行解決方案是使用更多的下變頻級，如圖1所示。而另一種更有效的解決方案是使用集成數字下變頻器(DDC)的RF ADC，如圖2所示。 
圖1. 帶下變頻級的典型接收器模擬信號鏈。 將DDC功能集成至RF ADC中便不需要額外的模擬下變頻級，并允許RF頻率域中的頻譜直接向下變頻至基帶進(jìn)行處理。RFADC處理GHz頻率域中頻譜的能力放寬了模擬域中進(jìn)行多次下變頻的要求。DDC的這種功能使頻譜得以保留，同時(shí)允許通過(guò)抽取濾波進(jìn)行過(guò)濾，這樣還能提供改善帶內動(dòng)態(tài)范圍（增加SNR）的優(yōu)勢。有關(guān)該話(huà)題的更詳細討論可參見(jiàn)："祖父時(shí)代的ADC已成往事"以及"千兆采樣ADC確保直接RF變 頻"。這些文章進(jìn)一步討論了AD9680和AD9625，以及它們的 DDC功能。
圖2. 使用RF ADC（集成DDC）的接收器信號鏈。 本文主要關(guān)注AD9680（以AD9690, AD9691, and AD9684）中 的DDC功能。為了理解DDC功能，并了解當ADC中集成了 DDC時(shí)如何分析輸出頻譜，我們將以AD9680-500為例。ADI 網(wǎng)站上的折頻工具將作為輔助工具使用。這款使用簡(jiǎn)單但功 能強大的工具可用來(lái)幫助理解ADC的混疊效應，這是分析集 成了DDC的RF ADC（比如AD9680）中輸出頻譜的第一步。 本例中，AD9680-500工作時(shí)的輸入時(shí)鐘為368.64 MHz，模擬 輸入頻率為270 MHz。首先，理解AD9680中數字處理模塊的 設置很重要。AD9680將設為使用數字下變頻器(DDC)，其輸 入為實(shí)數，輸出為復數，數控振蕩器(NCO)調諧頻率設為98 MHz，半帶濾波器1 (HB1)使能，6 dB增益使能。由于輸出是 復數，因此復數轉實(shí)數模塊禁用。DDC的基本原理圖如下所 示。以下內容對于了解如何處理輸入信號音很重要：信號首 先通過(guò)NCO，使輸入信號音的頻率偏移，然后通過(guò)抽取模 塊，并可選擇性通過(guò)增益模塊，之后再選擇性通過(guò)復數轉實(shí) 數模塊。
圖3. AD9680中的DDC信號處理模塊。 從宏觀(guān)上把握信號流過(guò)AD9680也很重要。信號進(jìn)入模擬輸 入，通過(guò)ADC內核，進(jìn)入DDC，通過(guò)JESD204B串行器，然后 通過(guò)JESD204B串行輸出通道輸出�？梢詤⒁�(jiàn)圖4中的AD9680 功能框圖。
圖4. AD9680功能框圖。 輸入采樣時(shí)鐘為368.64 MHz，模擬輸入頻率為270 MHz，因 此輸入信號將混疊進(jìn)入位于98.64 MHz處的第一奈奎斯特區。 輸入頻率的二次諧波將混疊進(jìn)入171.36 MHz處的第一奈奎斯 特區，而三次諧波混疊至72.72 MHz。這可以從圖5中折頻工具曲線(xiàn)看出。
圖5. 折頻工具中的ADC輸出頻譜。 圖5中顯示的折頻工具曲線(xiàn)給出了信號通過(guò)AD9680中的DDC 之前，位于A(yíng)DC內核輸出端的信號狀態(tài)。信號通過(guò)AD9680中 的第一個(gè)處理模塊是NCO，它會(huì )將頻譜在頻域中向左偏移98 MHz（記住調諧頻率是98 MHz）。這會(huì )將模擬輸入從98.64 MHz下移至0.64 MHz，二次諧波將下移至73.36 MHz，而三次 諧波將下移至–25.28 MHz（記住我們觀(guān)察的是復數輸出）。這 可以從Visual Analog的FFT曲線(xiàn)中看出，如下文圖6所示。
圖6. 經(jīng)過(guò)DDC后的FFT復數輸出（NCO = 98 MHz， 2倍抽 �。�。 從圖6中的FFT曲線(xiàn)中可以清楚地看到NCO如何偏移我們在折頻工具中觀(guān)察到的頻率。有意思的是，我們可以在FFT中看到 一個(gè)未經(jīng)表達的信號音。然而，這個(gè)信號音真的沒(méi)有經(jīng)過(guò)表 達嗎？NCO并不偏移所有頻率。本例中，它將98 MHz的基頻 輸入信號音混疊向下偏移至0.64 MHz，并將二次諧波偏移至 73.36 MHz，將三次諧波偏移至–25.28 MHz。此外，還有另一 個(gè)信號音也發(fā)生了偏移，并出現在86.32 MHz。這個(gè)信號音的 來(lái)源是哪里？它是否由于DDC或ADC的信號處理而產(chǎn)生的？ 答案是：對，也不對。 讓我們更加細致地看一下這個(gè)場(chǎng)景。折頻工具不包含ADC的 直流失調。該直流失調導致直流（或0 Hz）處存在信號音。 折頻工具假設ADC是理想器件，無(wú)直流失調。在A(yíng)D9680的實(shí) 際輸出中，0 Hz處的直流失調信號音向下偏移至–98 MHz。由 于復數混頻和抽取，直流失調信號音折回實(shí)數頻域中的第一 奈奎斯特區。對于信號音偏移進(jìn)入第二奈奎斯特區的復數輸 入信號而言，它將會(huì )繞回至實(shí)數頻域中的第一奈奎斯特區。 由于使能了抽取，并且抽取率等于2，我們的抽取奈奎斯特區 寬度為92.16 MHz（回憶一下：fs = 368.64 MHz，抽取采樣速 率為184.32 MHz，奈奎斯特區為92.16 MHz）。直流失調信號 音偏移至–98 MHz，為92.16 MHz奈奎斯特區邊界以外5.84 MHz。當該信號音繞回至第一奈奎斯特區時(shí)，它的失調和實(shí) 數頻域中的奈奎斯特區邊界相同，即92.16 MHz – 5.84 MHz = 86.32 MHz。這正是我們在上文FFT曲線(xiàn)中看到的信號音！因 此，技術(shù)上而言，ADC產(chǎn)生信號（因為它是直流失調），而 DDC略微移動(dòng)它。這時(shí)候就需要進(jìn)行良好的頻率規劃。適當 的頻率規劃有助于避免此類(lèi)情形。 N現在，我們討論了一個(gè)使用NCO和HB1濾波器的示例，其抽 取率等于2；讓我們在這個(gè)示例中再加入一點(diǎn)東西�，F在，我 們將增加DDC抽取率，以便觀(guān)察頻率折疊效應以及采用較高 抽取率和NCO頻率調諧時(shí)的轉換情況。 本例中，我們觀(guān)察采用491.52 MHz輸入時(shí)鐘和150.1 MHz模擬 輸入頻率的AD9680-500工作情況。AD9680將設為使用數字下 變頻器(DDC)，并采用實(shí)數輸入、復數輸出、NCO調諧頻率 為155 MHz、半帶濾波器1 (HB1)和半帶濾波器2 (HB2)使能 （總抽取率等于4）、6 dB增益使能。由于輸出是復數，因此 復數轉實(shí)數模塊禁用�；仡檲D3中的DDC基本原理圖，該圖表 示信號流過(guò)DDC。同樣，信號首先通過(guò)NCO，偏移輸入信號 音的頻率，然后通過(guò)抽取、增益模塊，以及在本例中旁路復 數轉實(shí)數模塊。 我們將再次使用折頻工具來(lái)幫助理解ADC的混疊效應，以便評 估模擬輸入頻率和諧波在頻域中的位置。本例中，我們有個(gè)實(shí) 數信號，采樣速率為491.52 MSPS，抽取率設為4，輸出復數。 在A(yíng)DC的輸出端，采用折頻工具顯示的信號如圖7所示。
圖7. 折頻工具中的ADC輸出頻譜。 輸入采樣時(shí)鐘為491.52 MHz，模擬輸入頻率為150.1 MHz，因 此輸入信號將殘留在第一奈奎斯特區。位于300.2 MHz的輸入 頻率二次諧波將混疊進(jìn)入191.32 MHz處的第一奈奎斯特區， 而450.3 MHz處的三次諧波混疊進(jìn)入41.22 MHz處的第一奈奎 斯特區。這是信號通過(guò)DDC之前ADC輸出端上的信號狀態(tài)。 現在，讓我們看一下信號如何通過(guò)DDC內部的數字處理模 塊。我們將查看進(jìn)入每一級的信號，并觀(guān)察NCO如何偏移信 號，而抽取過(guò)程隨后又是如何折疊信號的。我們將保持曲線(xiàn) 的輸入采樣速率(491.52 MSPS)，fs項與此采樣速率有關(guān)。讓 我們觀(guān)察一般過(guò)程，如圖8所示。NCO將向左偏移輸入信號。 一旦復數（負頻率）域中的信號偏移超過(guò)–fs/2，就會(huì )折回第 一奈奎斯特區。接下來(lái)，信號通過(guò)第一抽取濾波器HB1，抽 取率為2。在圖中顯示了抽取過(guò)程，但沒(méi)有顯示濾波器響應， 雖然這兩個(gè)操作是同時(shí)發(fā)生的。這是為了簡(jiǎn)單起見(jiàn)。完成第 一次2倍抽取之后，fs/4至fs/2的頻譜轉換為–fs/4至DC的頻率。 類(lèi)似地，–fs/2至–fs/4的頻譜轉換為DC至fs/4的頻率。信號現在 通過(guò)第二抽取濾波器HB2，它也是2倍抽�。ǹ偝槿‖F在等于 4）。fs/8至fs/4的頻譜將轉換為–fs/8至DC的頻率。類(lèi)似地，– fs/4至–fs/8的頻譜將轉換為DC至fs/8的頻率。雖然圖中顯示了 抽取，但沒(méi)有顯示抽取濾波操作。
圖8. 抽取濾波器對ADC輸出頻譜的影響—一般示例。 記得上一個(gè)示例中，我們討論了491.52 MSPS輸入采樣速率以 及150.1 MHz輸入頻率。NCO頻率為155 MHz，抽取率等于4 （由于NCO分辨率，實(shí)際NCO頻率為154.94 MHz）。因此，輸 出采樣速率為122.88 MSPS。由于A(yíng)D9680配置為復數混頻， 我們需要在分析中包含復數頻率域。圖9顯示了頻率轉換非常 繁忙，但如果仔細研究的話(huà)可以看到信號流。
圖9. 抽取濾波器對ADC輸出頻譜的影響—實(shí)際示例。 NCO偏移后的頻譜： 1. 基頻從+150.1 MHz下移至–4.94 MHz。 2. 基頻鏡像從–150.1 MHz開(kāi)始偏移，并繞回至186.48 MHz。 3. 二次諧波從191.32 MHz下移至36.38 MHz。 4. 三次諧波從+41.22 MHz下移至–113.72 MHz。 2倍抽取后的頻譜： 1. 基頻停留在–4.94 MHz。 2. 基頻鏡像向下轉換至–59.28 MHz，并由HB1抽取濾波器 衰減。 3. 二次諧波停留在36.38 MHz。 4. 三次諧波由HB1抽取濾波器大幅衰減。 4倍抽取后的頻譜： 1. 基頻停留在–4.94 MHz。 2. 基頻鏡像停留在–59.28 MHz。 3. 二次諧波停留在-36.38 MHz。 4. 過(guò)濾三次諧波，并由HB2抽取濾波器幾乎完全消除。 現在，來(lái)看看AD9680-500的實(shí)際測量�？梢钥吹交l位于– 4.94 MHz �；l鏡像位于–59.28 MHz ， 幅度為–67.112 dBFS，意味著(zhù)鏡像衰減了大約66 dB。二次諧波位于36.38 MHz。注意，VisualAnalog無(wú)法正確找到諧波頻率，因為它不 解析NCO頻率和抽取率。
圖10. 信號經(jīng)過(guò)DDC后的FFT復數輸出曲線(xiàn) （NCO = 155 MHz，4倍抽�。� 如果DDC設為實(shí)數輸入和復數輸出，并且NCO頻率為155 MHz（實(shí)際是154.94 MHz），那么從FFT中可以看出AD9680- 500的輸出頻譜，而抽取率為4。我鼓勵大家了解信號流程 圖，理解頻譜是如何偏移和轉換的。我還鼓勵大家詳細了解 本文中的示例，以便理解DDC對于A(yíng)DC輸出頻譜的影響。我 建議打印圖8 并隨時(shí)參考， 供分析AD9680 、AD9690 、 AD9691和AD9684的輸出頻譜時(shí)使用。支持這些產(chǎn)品時(shí)，我 遇到了很多人們認為無(wú)法解釋的ADC輸出頻譜相關(guān)的頻率問(wèn) 題。然而一旦完成了分析，并通過(guò)NCO和抽取濾波器分析了 信號流，之前認為無(wú)法解釋的頻譜雜散便可以證明它們實(shí)際 上是確實(shí)應當存在的信號。我希望，通過(guò)閱讀和學(xué)習本文， 下次碰到集成DDC的ADC時(shí)，您可以更有準備地處理問(wèn)題。 敬請關(guān)注第二部分—我們將從其它方面繼續討論DDC，以及 如何仿真它的行為。我們將討論ADC混疊導致的抽取濾波器 響應，將會(huì )提供更多示例，并使用Virtual Eval來(lái)觀(guān)察AD9680 中的DDC工作情況及其對ADC輸出頻譜的影響。 作者 Jonathan Harris [jonathan.harris@analog.com]是ADI 公司（北卡羅來(lái)納州 格林斯博羅）的一名產(chǎn)品應用工程師。他擔任支持射頻行業(yè)產(chǎn)品的應用工程 師已超過(guò)10 年。Jonathan 在奧本大學(xué)和北卡羅來(lái)納大學(xué)夏洛特分校分別獲 得電子工程碩士和電子工程學(xué)士學(xué)位。閑暇時(shí)，他喜歡騎摩托車(chē)、參加大學(xué) 橄欖球運動(dòng)、移動(dòng)音頻，以及陪伴家人。 |
