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1 引言 隨著(zhù)信息技術(shù)的迅速發(fā)展和計算機的日益普及，對電源系統供電質(zhì)量和可靠性的要求越來(lái)越高，不間斷電源(UPS)的應用也越來(lái)越廣泛。在運行時(shí)，要求UPS的輸出電壓、頻率和相位都與市電保持一致，這樣才能在市電發(fā)生變化時(shí)保證UPS向負載提供不間斷、穩定的電能，且不對負載產(chǎn)生過(guò)大的沖擊。所以，UPS中的逆變器須有鎖相環(huán)節，以保證UPS與市電的同步。同步鎖相控制應具備下述功能： ①當電網(wǎng)頻率滿(mǎn)足精度要求時(shí)，使逆變器與電網(wǎng)同步運行； ②當電網(wǎng)頻率超出精度要求范圍或電網(wǎng)發(fā)生故障時(shí)，使逆變器與內部高精度的基準頻率同步運行。此外，兩種狀態(tài)之間的轉換要平穩，以免造成轉換過(guò)程中逆變器工作頻率的劇烈抖動(dòng)。 鎖相可分為模擬鎖相和數字鎖相。與傳統的模擬鎖相相比，數字鎖相不僅能簡(jiǎn)化硬件電路的設計，降低成本，還可解決模擬電路中需要調整電路參數，以及器件的老化和溫漂等問(wèn)題，大大提高了電路的可靠性和鎖相精度。在此，討論了逆變器的輸出電壓數字鎖相技術(shù)。 2 數字鎖相環(huán) 2.1 鎖相原理 鎖相環(huán)是一個(gè)閉環(huán)的相位控制系統，能夠自動(dòng)跟蹤輸入信號的頻率和相位。圖1示出普通的模擬鎖相環(huán)控制框圖。它由鑒相器(PD)、低通濾波器 (LPF)和壓控振蕩器(VCO)組成。通過(guò)將VCO的輸出電壓信號uout(t)和電網(wǎng)電壓的采樣信號uin(t)這兩路頻率與相位不同的信號送入鑒相器，生成誤差信號Ue(t)，該信號是相位差的線(xiàn)性函數。ue(t)經(jīng)過(guò)低通濾波器后輸出電壓信號UD(t)。VCO在uc(t)的控制下將改變uout(t)的頻率和相位，以減小uout(t)的頻率和相位差。 在UPS的數字化控制中，傳統的模擬鎖相環(huán)改變?yōu)橛密浖䦟?shí)現的數字鎖相環(huán)。旁路電壓ub和逆變器的輸出電壓uoi分別經(jīng)過(guò)過(guò)零檢測電路轉換為方波信號，單片機的捕獲單元在捕獲到方波信號每個(gè)上升沿到來(lái)時(shí)，讀取定時(shí)器的計數值。圖2示出電壓捕獲示意圖。 旁路電壓ub和逆變器的輸出電壓uoi這兩個(gè)捕獲單元共用一個(gè)定時(shí)器的計數器，計數器溢出時(shí)自動(dòng)清零。用每一次的旁路電壓上升沿時(shí)刻減去之前的輸出電壓上升沿時(shí)刻即為uoi與ub的相位差。圖3示出數字鎖相的實(shí)現。 2.2 數字鎖相方法 對采用SPWM 控制的逆變器，可固定載波比N(N=fc/f1)，通過(guò)改變三角載波周期Tc，即頻率fc，可改變輸出的交流電壓基波頻率f1。這里正是采用這種方法來(lái)調節逆變器的輸出電壓和輸出頻率，從而相應地調節相位，以完成逆變器輸出頻率的相位跟蹤市電的鎖相過(guò)程。在圖3中，若Td ，則uoi的相位超前ub，需要增大逆變器的輸出載波周期T1PR值；反之若Td>T/2，則uoi的相位滯后ub，需要減小逆變器的輸出載波周期T1PR值，直至Td在允許范圍內，即實(shí)現了鎖相。 為了實(shí)現對電網(wǎng)電壓、頻率和相位的跟蹤，可利用一個(gè)比較器進(jìn)行過(guò)零檢測，以提高抗干擾能力及保證檢測的快速性，工程上所用的比較器一般為滯環(huán)比較器。圖4示出過(guò)零檢測滯環(huán)比較器電路及其輸出波形。 為了實(shí)現鎖相，程序中采用了一個(gè)單增模式計數器，計數溢出后自動(dòng)清零，由單片機的定時(shí)器TA來(lái)充當。同時(shí)設定兩個(gè)寄存器ophs和kx。當逆變器的輸出電壓上升沿發(fā)生觸發(fā)中斷時(shí)，將捕獲通道的計數值賦給ophs；同理，當ub中斷時(shí)，將捕獲通道的計數值賦給kx，兩值相減即為相位差。 2.3 數字鎖相環(huán)路傳函 在數字鎖相控制中，圖1的環(huán)路濾波器用比例積分環(huán)節替代，壓控振蕩器變成數控振蕩器，并通過(guò)相位累加器予以實(shí)現。改變uoi的相位，以跟蹤輸入電壓的相位是非常困難的，因此在實(shí)際中一般通過(guò)改變逆變器的 頻率來(lái)達到跟蹤輸入電壓相位的目的。這里也正是采用這種方法來(lái)鎖相的，所以逆變器可等效為純積分環(huán)節。 為了保證穩態(tài)時(shí)逆變器跟蹤電網(wǎng)相位的誤差為零，環(huán)路濾波器采用分段式變PI調節器，PI調節器的傳遞函數表達式為： (1) 式中Kp,KI——比例環(huán)節和積分環(huán)節的系數 當采樣周期很短時(shí)，映射到z域時(shí)有：(2) 在數字控制中，由文獻[3]可知，數控振蕩器的z域傳遞函數為： (3) 式中ω——輸入電壓角頻率 z-1——延時(shí)一個(gè)采樣周期 ——積分環(huán)節，相當于模擬鎖相環(huán)s域的傳遞函數1/s T——鎖相環(huán)的采樣周期，T=2π/ω 針對環(huán)路各部分環(huán)節，系統的閉環(huán)傳遞函數為： (4) 式中K1——比例環(huán)節P參數 K2——積分環(huán)節I參數 特征方程為： z2+(K1+K2-2)z+(1-K1)=0(5) 根據離散系統奈奎斯特判據，環(huán)路穩定的充分必要條件是閉環(huán)傳遞函數特征方程的特征根全部位于z平面的單位圓內，解得環(huán)路的穩定條件為K1> 0;K2>0；2K1+K2。由此可確定P和I的參數值。 2.4 數字鎖相程序 程序上安排單片機的兩個(gè)捕獲中斷程序及周期中斷程序，以完成檢測和計算任務(wù)。 (1)逆變輸出電壓捕獲中斷程序 該程序的任務(wù)是實(shí)現逆變器的輸出電壓過(guò)零點(diǎn)的檢測及時(shí)刻的讀取。當CAP口捕獲到逆變器的輸出電壓對應的方波上升沿時(shí)，進(jìn)入CAP中斷程序，讀取TACH1的值，并賦給ophs，它代表了逆變器輸出電壓的相位值。 (2)旁路電壓捕獲中斷程序 該程序的任務(wù)是實(shí)現旁路電壓過(guò)零點(diǎn)的檢測及時(shí)刻的讀取，并且計算相差作為PI調節，得出載波周期的總調節量。當CAP口捕獲到旁路電壓對應的方波上升沿時(shí)，進(jìn)入CAP中斷程序，讀取TACH0的值，并賦給Kx，它代表了旁路電壓的相位值。 相位差的計算公式為Phasemin=kx-ophs。當相位差寄存器Phasemin超出鎖相誤差允許范圍時(shí)，通過(guò)數字PI調節器進(jìn)行閉環(huán)控制，在此采用分段式變PI調節器得出鎖相調節量。 (3)周期中斷程序 在旁路電壓捕獲中斷程序中，已得到一個(gè)逆變器輸出電壓周期總的載波周期調節量。此時(shí)，采用文獻中提到的分組順序插補方式再調制SPWM，可大大提高一個(gè)正弦周期的最小相位差與相位控制分辨率之比。 圖5示出逆變器輸出電壓CAP的中斷程序、周期中斷程序、數字鎖相程序流程圖�？梢�(jiàn)，相臨的兩次輸入輸出捕獲中斷獲取輸入輸出的相位值。在輸入中斷中，兩值相減得到相位差，繼而判斷相位差處于何種范圍，在程序中對于相位差的大小劃分成大中小3個(gè)區間，采用分段式變PI調節，在大區間，P和I的參數值都較大；在中區間，P的值保持不變，I的值減��；在小區間，P和I的值都較小。這樣可滿(mǎn)足快而準的鎖相要求。經(jīng)過(guò)PI調節器計算得到一個(gè)輸出周期的調節量△-pll，把它累加到上次的T2PR上。在周期中斷中，通過(guò)分組線(xiàn)性插補的再調制方式，將該程序分為兩組，計算每次載波周期的周期值 Tc，并賦給PMOD。其中，市電相位相當于給定，而逆變器的輸出電壓相位相當于反饋，PI的輸出用以微調載波周期Tc。設計合理的PI調節器參數，可確保鎖相過(guò)程快速、穩定和準確。 2.5 分組線(xiàn)性插補與鎖相精度 一個(gè)UPS系統中，當晶振頻率為f，載波最小數單位為1，則最小時(shí)基對應1/f，記為T(mén)1。載波由采用連續增減技術(shù)方式的計數器形成，每個(gè)載波周期的最小控制誤差為2T1，載波比為N，則每個(gè)輸出正弦周期的最小相位差為2NTl，相位控制分辨率為2NT1/T(T為輸出正弦周期)。由文獻[4]可知，采用分組線(xiàn)性插補再調制方法后，最小相位差為2DTl，相位控制分辨率為2DTl/T。由此可見(jiàn)，采用分組線(xiàn)性插補再調制方法后，相位控制分辨率提高了N/D倍，所分組數D越小，控制分辨率越高。這里，N=64，f=8MHz，則T1=125ns，逆變器的輸出正弦周期T=20ms，若不采用分組線(xiàn)性插補，則每個(gè)正弦周期最小相位差為 64×2×125ns=16μs，即(16μs/20ms)×3600=0.2880，相位控制分辨率為2×64×125ns/20ms=0.08%。若采用分組線(xiàn)性插補的方法，取D=2，則每個(gè)正弦周期最小相位差為2×2×125ns=0.5μs，即(0.5μs/20ms)×3600=00090，相位控制分辨率為2×2×125ns/20ms=0.0025%。采用分組線(xiàn)性插補后，每個(gè)周期的最小相位差減小了，同時(shí)相位控制分辨率也有很大的提高，可以實(shí)現高精度的鎖相控制。 3 實(shí)驗結果 該鎖相方法已成功用于50Hz/220V在線(xiàn)式UPS的鎖相控制中。圖6示出逆變器的輸出電壓uoi和旁路電壓ub實(shí)驗波形。 4 結論 探討了采用單片機的數字鎖相控制技術(shù)。實(shí)驗結果表明，其鎖相精度高，易于實(shí)現，而且可以很好地實(shí)現逆變器輸出電壓的同步鎖相。實(shí)驗結果驗證了該方法的可行性和有效性。 |
