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1 引言 現今無(wú)線(xiàn)通信市場(chǎng)中，由于多種通信標準的共存以及頻段資源的緊張導致了頻段劃分的不連續性，在一些應用如GSM及GPS中，為了簡(jiǎn)化微波電路的結構以節約成本并減小設備尺寸，需要應用能工作在雙頻甚至多頻的微波電路模塊。微波功率分配器是一種將輸入信號功率分成相同或不同比例的幾路功率輸出的多端口微波網(wǎng)絡(luò )。各類(lèi)不同種類(lèi)的功率分配器在平衡放大器，高功率傳輸器，以及陣列天線(xiàn)反饋網(wǎng)絡(luò )中有著(zhù)廣泛的應用，其中Wilkinson功率分配器由于結構簡(jiǎn)單成為很多設計師的首選。由λ0／4微帶傳輸線(xiàn)組成的階梯式雙頻段阻抗變換器已有文獻給出了精確的解析方程，采用這一方法可用來(lái)實(shí)現任意雙頻率的阻抗變換。 文獻采用上述方法設計了一個(gè)雙頻段功分器，但有較大的輸出回波損耗，并且隔離度較大。文獻通過(guò)為隔離電阻并聯(lián)兩個(gè)集總元件(電感和電容)來(lái)達到提高輸出性能的目的。本文擬采用在輸入端并聯(lián)分布元件的方法來(lái)達到類(lèi)似目的，故此設計了一個(gè)工作在1 GHz和2.6 GHz的雙頻段功分器對這一方法進(jìn)行討論研究。 2 理論分析與設計 將圖2中各元件(微帶結構)看為二端口網(wǎng)絡(luò )，通過(guò)應用各自的ABCD矩陣，可得該雙頻段阻抗變換器的矩陣方程如下： 上式定義的并聯(lián)微帶支節可由短路支節(在中心頻點(diǎn)f0處的電長(cháng)度為90°或開(kāi)路支節(在中心頻點(diǎn)f0處的電長(cháng)度為180°)實(shí)現。短路支節尺寸小，但需要接地過(guò)孔，而開(kāi)路支節尺寸較大，不需要接地過(guò)孔。本論文設計采用短路支節，因為尺寸為主要考慮問(wèn)題。 由于上下兩個(gè)分支相同的短路支節為并聯(lián)關(guān)系，根據傳輸線(xiàn)理論，有以下等式成立： 其中Zs為此短路支節的特征阻抗，θ為短路支節的電長(cháng)度，在頻率f1和f2處，其值分別為： 將式(9)，式(11)，式(12)代入式(10)，經(jīng)化簡(jiǎn)運算可解得： 以上便全部給出了該設計方案所需全部參量的完備閉合解析式。 3 實(shí)踐設計與分析 由于Rogers RO4003高頻線(xiàn)路板材既具有聚四氟乙烯玻纖基材類(lèi)似的高頻性能，又具有FR4基材類(lèi)似的容易加工的特點(diǎn)，本文選用了0.81 mm厚的該種板材，其相對介電常數為3.38，導體厚度為17 μm。在50 Ω系統(Z0=50 Ω)中，我們仿真研究了一個(gè)工作在f1=1 GHz，f2=2.6 GHz的雙頻段功率分配器的性能。其中100 Ω的隔離電阻采用ADS商用軟件提供的TFR(Thin Film Resistor)模型。 利用ADS提供的微帶傳輸線(xiàn)計算工具，根據工作頻率和板材屬性可以精確求得各微帶傳輸線(xiàn)的寬度。由于版圖布局的緊湊，各微帶線(xiàn)間的耦合效應對最終電路的性能有很大影響，當進(jìn)行完電路級的仿真后需要使用ADS的2.5維仿真工具M(jìn)omentum進(jìn)行版圖級的仿真。對于仿真性能的惡化，需要使用優(yōu)化工具多次試驗使結果達到最優(yōu)化，最后生成電路板圖如圖3所示。 以下結果為最終優(yōu)化值，圖4所示為端口1的回波損耗，可以看出在中心頻點(diǎn)處均小于-30 dB。 圖5和圖6分別為該功率分配器的插入損耗和隔離度，同樣在雙頻段的中心頻點(diǎn)處性能均比較優(yōu)良。 4結 語(yǔ) 本文基于經(jīng)典的Wilkinson功率分配器結構，通過(guò)引入階梯阻抗變換器試驗研究了一種新型的雙頻段功分器，取得了良好的性能。然而由于該功率分配器的主體結構由微帶線(xiàn)構成，在較低的頻段尺寸較大，本例版圖尺寸約為65 mm×40 mm，不符合集成化小型化的要求，可以通過(guò)采用彎曲微帶線(xiàn)或集總元件替代法來(lái)減小電路的尺寸。 |
