|
我國靶場(chǎng)測量、工業(yè)控制、電力系統測量與保護、計算、通信、氣象等測試設備均采用國際標準IRIG-B格式的時(shí)間碼(簡(jiǎn)稱(chēng)B碼)作為時(shí)間同步標準。B碼是一種串行的時(shí)間格式，分為直流碼(DC碼)和交流碼(AC碼)兩種，其格式和碼元定時(shí)在文獻中有詳細描述。本文介紹一種基于FPGA并執行IRIG-B標準的AC／DC編碼技術(shù)，與基于MCU或者DSP和數字邏輯電路實(shí)現的編碼方法相比，該技術(shù)可以大大降低系統的設計難度，降低成本，提高B碼的精確性和系統靈活性。 在此，組合GPS引擎和FPGA，得到B碼的編碼輸出，直接采用GPS引擎的100 pps信號觸發(fā)輸出B碼的每個(gè)碼元，利用從100 pps中恢復的1 pps信號提供B碼的時(shí)間參考點(diǎn)。DC編碼和AC數字調制均由純硬件邏輯通過(guò)查找表實(shí)現，它能使每個(gè)碼元的上升沿都非常精準，都可以作為百分秒的時(shí)間參考點(diǎn)，而計時(shí)鏈的預進(jìn)位功能則保證了絕對時(shí)間的精確，不僅可以滿(mǎn)足實(shí)時(shí)系統對時(shí)間同步，還可以實(shí)現多節點(diǎn)的數據采集嚴格同步，為分析和度量異步發(fā)生的事件提供有方的支持。 1 IRIG-B編碼格式 IRIG標準規定的B格式碼如圖1所示，每秒鐘發(fā)1次，每次100個(gè)碼元，包含1個(gè)同步參考點(diǎn)(Pr脈沖的上升沿)和10個(gè)索引標記。碼元寬度為10 ms，用高電平寬度為8 ms的脈沖表示索引標記，用寬度為5 ms的脈沖表示邏輯1，用寬度為2：ms的脈沖表示邏輯0。 如圖1所示，交流碼的載波是1 kHz正弦信號，幅度變化峰一峰值范圍為0.5～10 V。調制比為U1／U0=1／6～1／2，即邏輯1是5個(gè)幅度為U1的1 kHz正弦信號，邏輯0是2個(gè)幅度為U1的1 kHz正弦信號，索引標記是8個(gè)幅度為U1的1 kHz正弦信號，其他時(shí)間是幅度為U0的1 kHz正弦信號。 2 系統方案 2.1 系統原理框圖 設計授時(shí)系統需要一個(gè)精準時(shí)基。在此利用精密授時(shí)型GPS引擎M12T作為系統時(shí)基，利用AlteraFPGA檢測M12T輸出的百分秒(100 pps)同步信號和經(jīng)串口輸出的絕對時(shí)間信號，編碼后輸出到DC／AC接口模塊，再輸出到物理鏈路，系統結構圖如圖2所示。 上述系統首先實(shí)現了B碼直流編碼，而后在直流碼的基礎上實(shí)現交流調制，以得到交流碼，同時(shí)提供恢復每秒脈沖數輸出和隔離RS 232串行口輸出且符合Motorola格式的時(shí)間碼，以及數碼管的時(shí)間顯示。時(shí)間顯示部分用FPGA實(shí)現比較簡(jiǎn)單，下文不再詳述。 2.2 GPS授時(shí)模塊M12T M12接收器是Motorola公司優(yōu)秀ONCORE家族中的新成員，廣泛用于各類(lèi)定位、導航、授時(shí)設備中，擁有全GPS行業(yè)內最快的初次定位時(shí)間和重捕獲衛星的時(shí)間。M12T是針對GPS授時(shí)推出的定時(shí)精度更高的增強型產(chǎn)品。M12T具有12個(gè)并行通道，可同時(shí)跟蹤12顆衛星，重捕獲時(shí)間小于1.0 s。當擁有當前天歷、位置、時(shí)間和星歷數據時(shí)，首次定位時(shí)間TTFF2.3 FPGA和DAC FPGA采用Altera CycloneⅡEPC2C5T144，該芯片有4 608個(gè)LE，26個(gè)M4K，兩個(gè)模擬鎖相環(huán)。DAC采用單通道、單電源、自帶基準的MAX5712。MAX5712是微型引腳，12 b解析度，片上精密輸出放大器提供滿(mǎn)擺幅輸出。MAX5712用兼容SPITM／QSPITM／MICROWIRETM和DSP標準接口的3線(xiàn)串行接口。所有輸入都兼容于CMOS邏輯，并經(jīng)過(guò)施密特觸發(fā)器緩沖，允許直接接光電耦合器。MAX5712含有上電復位(POR)電路，確保上電時(shí)DAC處于零電壓輸出狀態(tài)。 3 時(shí)鐘模塊實(shí)現 3.1 基準時(shí)刻和索引脈沖的提取 要保證B碼每個(gè)碼元的上升沿時(shí)刻準確，需要100 pps的精確時(shí)基和pps的參考點(diǎn)。一般的做法是用pps作為基準，每個(gè)碼元的起點(diǎn)由前兩個(gè)秒脈沖的間隔等分得到。這種方法使用上一時(shí)刻來(lái)預測下一秒，每秒脈沖有抖動(dòng)時(shí)會(huì )導致最后一個(gè)碼元寬度不足或超過(guò)10 ms，這將無(wú)法利用B碼來(lái)實(shí)現時(shí)間同步和數據等間隔同步的采集。本文直接使用M12T產(chǎn)生的100 pps信號作為每個(gè)碼元的起始時(shí)刻，然后再從100 pps信號中恢復出1 pps。由于B碼參考標記Pr=1 pps的上升沿，所以這種方法既保證Pr的準確性，又保證各個(gè)碼元和索引標記時(shí)刻的準確性。在有等間隔同步數據采樣要求的場(chǎng)合，可使用每個(gè)B碼碼元的上升沿校準本地時(shí)基，確保采樣同步和時(shí)間同步。 M12T輸出的100 pps信號(以下稱(chēng)PPM12)如圖3所示，每個(gè)脈沖的上升沿時(shí)刻準確，周期10 ms，在pps的參考點(diǎn)，脈沖寬度為6～8 ms，其他時(shí)刻2～4 ms，脈沖寬度不是關(guān)注的重點(diǎn)。 B碼的每個(gè)碼元恰好與上述100 pps信號對應。首先在FPGA中構建一個(gè)模100的碼元計數器MMH和一個(gè)高電平脈沖寬度檢測器，通過(guò)下面的方法和步驟可以恢復pps。 (1)在PPM12信號的上升沿復位寬度檢測器，高電平計時(shí)，在下降沿停止并輸出Tb； (2)在PPM12下降沿檢查T(mén)b，當6 msbif MMH=99 then MMH=0 else MMH=MMH+1 (3)在PPM12信號的上升沿檢查MMH，如果MMH=0，則當前脈沖的上升沿是參考點(diǎn)Pr，觸發(fā)輸出8 ms高電平脈沖作為pps信號，重復步驟(1)～(3)，在PPM12信號上升沿檢查MMH；如果MMH的個(gè)位為9或者M(jìn)MH=0，則當前脈沖標記為索引脈沖，即輸出8 ms高電平。 3.2 絕對時(shí)間獲取 通過(guò)在FPGA上構建一個(gè)UART與M12T互連。為了簡(jiǎn)化FPGA對M12T的配置和輸出時(shí)間的獲取，將UART分成兩部分設計，即發(fā)送模塊txmit和接收模塊rcvr。發(fā)送模塊用一個(gè)M4K設計一個(gè)512×8 FIFO，在系統復位后的若干個(gè)時(shí)鐘，利用一個(gè)狀態(tài)機將M12T的配置數據寫(xiě)入FIFO；然后通過(guò)txmit模塊配置M12T，配置結束后，UART模塊將M12T的時(shí)間碼轉發(fā)到外部RS 232接口，同時(shí)可以轉發(fā)外部接口的配置數據到M12T。接收模塊采用寄存器模式，只接收M12T發(fā)來(lái)的絕對時(shí)間信息，這樣后面的編碼模塊可以直接使用這些時(shí)間信息。做法如下：設計一個(gè)接收計數器rx_count，每接收一個(gè)字節計數器自加，并根據rx_count決定是否保存時(shí)間碼。由于M12T每秒中發(fā)送一幀，故在檢測到pps時(shí)復位該計數器。 if pps上升沿then rx_count=0 else接收到數據and rx_count M12T在每個(gè)1 pps的上升沿過(guò)后送出當前時(shí)間，而FPGA通過(guò)UART接收到時(shí)間時(shí)，B碼當前幀已經(jīng)啟動(dòng)，據此形成的B碼要等下一個(gè)pps參考點(diǎn)之后才可以發(fā)送，所以對接收的時(shí)間要進(jìn)行預進(jìn)位處理。 本文在FPGA預處理部分設計了一個(gè)RTC計時(shí)鏈，在每個(gè)1 pps的上升沿，計時(shí)鏈向上進(jìn)位，編碼模塊從RTC計時(shí)鏈取絕對時(shí)間。從UART接收到新的時(shí)間后，如果該時(shí)間與計時(shí)鏈的值有差異，則將通過(guò)計時(shí)鏈的同步置數接口修正計時(shí)鏈的值。同時(shí)計時(shí)鏈負責把M12T的二進(jìn)制時(shí)間轉換成壓縮的BCD碼，還要根據當前接收到的年月日，計算當天是全年中的第幾天，即IRIG-B碼中的Day字段，而且在預加1 s和轉換時(shí)間格式時(shí)，要注意閏年和月大和月小對Day字段的影響。 4 IRIG-B編碼模塊實(shí)現 4.1 IRIG-B DC編碼模塊 分析B碼可以發(fā)現，秒的最低位出現在MMH=1處，分的最低位出現在MMH=10處，小時(shí)的最低位出現在MMH=20處，依次類(lèi)推。按照圖1，容易得出時(shí)間寄存器輸出時(shí)刻和碼元計數器MMH之間的關(guān)系。由于碼元周期固定為10 ms，可以這樣實(shí)現編碼，定義一個(gè)模10的計數器MML和邏輯向量CMP(9 down to0)來(lái)表征一個(gè)碼元在10 ms的狀態(tài)。MML每ms加1，同時(shí)根據MML的值，選擇CMP的一位更新輸出狀態(tài)，步驟如下： (1)構建模10計數器MML，以及一個(gè)1 ms定時(shí)器； (2)在PPM12信號的上升沿復位MML和1 ms定時(shí)器； (3)1 ms定時(shí)器溢出時(shí)，MML加1； (4)根據MML和CMP輸出編碼信號IRIG_B_OUT，即IRIG_B_OUT=CMP(MML)； (5)在PPM12的上升沿根據第3.1節所得碼元計數器MMH重新加載CMP 算法VHDL描述如下： 在上述VHDL編碼的實(shí)現中，MSCLK為1 mS計數脈沖，同步于PPM12信號的上升沿。CMP的輸出值由函數IRIG_B根據輸入參數決定，若為0，則輸出“0000000011”，對應2 ms；若為1則輸出“0000011111”，對應5 ms，在索引脈沖和參考點(diǎn)Pr處，CMP取值“0011111111”，對應8 ms。而最終的編碼輸出IRIG_B_OUT在每個(gè)1 ms脈沖的上升沿，根據CMP(MML)的值決定為高或為低。 4.2 IRIG-B AC編碼模塊 4.2.1 數字調制原理 按照奈奎斯特抽樣定理，只要抽樣頻率高于2倍信號的最高頻率，則整個(gè)連續信號就能完全用它的抽樣值來(lái)代表。使用抽樣值構成的序列經(jīng)DAC和低通濾波后即可恢復原來(lái)的連續信號。 若對頻率為f的正弦波抽樣N次(N>2f)，并在T=1／f內通過(guò)DAC等間隔輸出N次抽樣值，則低通濾波后可恢復原始正弦信號。各個(gè)采樣點(diǎn)值為： Ck=Asin(ωkt)=Asin[ωk(T／N)] (1) 式中：ω=2πf；f為信號頻率。則式(1)變?yōu)椋?nbsp; Ck=Asin[2πfk(T／N)]=Asin(2kπ／N) (2) 4.2.2 正弦查找表 這里給出利用查找表實(shí)現交流數字調制的方法。在獲得IRIG-B的直流編碼后，將該信號導入到數字調制模塊，即可獲得交流編碼。對正弦信號進(jìn)行100次等間隔抽樣，對式(2)使用實(shí)際的增益和直流偏移，可得式(3)。據此獲得查找表。 Ck=Acsin(2πk／N)+A0 (3) 式中：N=100為采樣率；k=0，1，2，…，N-1；Ck對應第k次抽樣獲得的值；A0為保證輸出信號為單極性而設置的初始直流偏移；Ac為考慮調制比和DAC滿(mǎn)幅度碼值的系數。 由于交流信號頻率為1 kHz，周期為T(mén)=1 ms，若在1 ms內將上述抽樣值等間隔輸出到DAC，即可獲得1 kHz的調制信號。 本文使用MAX5712和單電源rail-rail運放AD8601構成濾波器。在MAX5712滿(mǎn)幅輸出時(shí)，C=4 095(12 bit DAC)，選擇調制比為1：5。綜合考慮，在最大輸出時(shí)，不能使DAC輸出到達運放的上軌，最低輸出時(shí)，DAC輸出應高于運放的下軌，所以選取A0=C／2+200=2 248。對應邏輯0，Ac=461；對應邏輯1，Ac=1 844。根據上述原則計算出的正弦查找表如表1所示。 實(shí)際使用時(shí)，應根據使用DAC的解析度、運放的動(dòng)態(tài)范圍以及采樣率及調制比確定上式中的參數。 4.2.3 DAC接口 實(shí)際使用時(shí)應根據DAC的不同，在FPGA中構建不同的數字接口。MAX5712需要在FPGA實(shí)現一個(gè)SPI接口，結構如圖4所示。接口控制部分提供一個(gè)16 b寫(xiě)端口，可以接收數據。在寫(xiě)使能wren為高時(shí)，接口上的數據寫(xiě)入內部并行保持寄存器。在LDAC脈沖的上升沿，并行寄存器THR的內容寫(xiě)入移位寄存器，同時(shí)啟動(dòng)時(shí)鐘邏輯。在輸出時(shí)鐘作用下，數據從Dout輸出到DAC，在SPI_CS的后沿，DAC啟動(dòng)轉換輸出與當前編碼相匹配的模擬量。 4.2.4 交流調制方法 把按照第4.2.1節方法生成的正弦查找表生成Altera mif文件，再例化一個(gè)M4K ROM，使用上述文件作為ROM的初始化文件。建立一個(gè)周期為10μs的定時(shí)器和一個(gè)地址計數器。地址計數器和定時(shí)器在B碼直流信號的變化沿復位，定時(shí)器溢出后啟動(dòng)地址計數器�；蛘甙堰壿�0對應的查找表放在ROM的上半部，如果把邏輯1對應的查找表放在ROM的下半部，且輸入的直流B碼信號作為地址的高位，則此時(shí)刻對應的ROM輸出即為DAC的調制輸出，ROM查找表VHDL的代碼實(shí)現如下： 其中：B為來(lái)自編碼器中IRIG-B的直流編碼；AQC為地址計數器；ddata為輸出到DAC的數字調制輸出。由于查找表是按照對正弦信號做100次等間隔采樣形成的，交流載波為1 kHz。所以AQC每隔10μs自加1，順序輸出100個(gè)編碼值，在B碼的每個(gè)變化邊沿復位。 按上述方法設計的數字調制模塊，用示波器測得輸出波形如圖5所示。 圖5中，通道1(從上至下第一個(gè)信號)為M12T輸出的100 pps信號PPMl2；通道2(從上至下第三個(gè)信號)為IRIG-B的直流編碼輸出信號；通道3(從上至下第二個(gè)脈沖)為從PPM12信號中恢復的每秒脈沖數信號；通道4(最下面的波形)為IRlG-B編碼的交流輸出波形。圖5中示波器的觸發(fā)點(diǎn)即為B碼參考點(diǎn)Pr。 4.3 IRIG-B編碼輸出 4.3.1 直流碼輸出 為了保證輸出信號的邊沿和抗干擾，將第4.1節得到的TTL電平B碼信號和秒脈沖經(jīng)高速光耦隔離，輸出電路如圖6所示。 圖6中，輸入信號IRIG_B為第4.1節所述FPGA編碼模塊輸出的直流編碼信號；pps為FPGA從M12T的100 pps信號中恢復的秒脈沖信號；D350和D351實(shí)現了TTL／RS485的電平轉換。 4.3.2 模擬調制電壓輸出 IRIG-B編碼的交流碼輸出電路如圖6所示。將第4.2.3節所述數字調制信號通過(guò)DAC接口輸出到MAX5712上進(jìn)行D／A轉換，經(jīng)過(guò)AD8601濾除高次諧波后，再用電容耦合到由晶體管Q301構成的電壓放大器中，然后經(jīng)600：600的隔離變壓器輸出。 5 結 語(yǔ) 利用FPGA和M12T授時(shí)型GPS內核構成的IRIG-B編碼模塊采用M12T的100 pps信號觸發(fā)IRIG-B編碼器，使得編碼輸出的每個(gè)碼元上升沿均與GPS模塊嚴格一致，每個(gè)碼元間隔嚴格相等，而且每個(gè)碼元的上升沿均可作為同步參考點(diǎn)。利用FPGA的并發(fā)處理能力，使得系統實(shí)時(shí)性好。本文介紹的基于查找表的B碼編碼方法和通過(guò)查找表的數字調制方法具有占用資源小，設計簡(jiǎn)單，調制輸出高次諧波小，信號邊沿穩定等特點(diǎn)。 經(jīng)過(guò)軟件仿真和系統測試，本文實(shí)現的B碼編碼器中DC碼參考點(diǎn)Pr和M12T GPS模塊的pps參考點(diǎn)的時(shí)間誤差小于20 ns，與絕對時(shí)間參考點(diǎn)之間的誤差小于40 ns，AC碼與DC碼之間的延遲為100 ns。利用上述方法實(shí)現的模塊已經(jīng)成功地應用在我公司的通信管理機和同步時(shí)間服務(wù)器中，現場(chǎng)運行結果穩定、準確、可靠。 |
