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就低電壓高電流電源應用而言，開(kāi)關(guān)式電源門(mén)極驅動(dòng)要求特別重要。由于幾個(gè) MOSFET 器件通常并聯(lián)以滿(mǎn)足特定設計的高電流規范要求，因此單一集成電路控制器與驅動(dòng)器解決方案的方便性就不再是可行的選擇。MOSFET 并聯(lián)可降低漏極到源極的導通電阻，并減少傳導損耗。但是，隨著(zhù)并聯(lián)器件的增多，門(mén)極充電的要求也迅速提高。由于 MOSFET 的內部阻抗大大低于驅動(dòng)級，因此與驅動(dòng)并聯(lián)組合相關(guān)的大多數功率損耗其形式都表現為控制器集成電路的散熱。因此，許多單片解決方案的驅動(dòng)級由于并聯(lián)組合的關(guān)系都無(wú)法有效地驅動(dòng)更高的門(mén)極充電。 為了解決該問(wèn)題，業(yè)界近期提供了更多的高級 MOSFET 驅動(dòng)器產(chǎn)品。許多新產(chǎn)品都包括大大高于單片解決方案所提供的驅動(dòng)電流功能。驅動(dòng)器集成電路放置得離 MOSFET 門(mén)越近，更高的驅動(dòng)電流驅動(dòng)并聯(lián) MOSFET 的效率就越高。除了驅動(dòng)電流增大外，現在的許多高級 MOSFET 驅動(dòng)器還采用先進(jìn)的技術(shù)以精確控制兩個(gè)開(kāi)關(guān)之間的計時(shí)，就好像同步降壓應用中所采用的那樣。 使用帶有獨立的 PWM 控制器的外部 MOSFET 驅動(dòng)器，這有助于電源設計人員獲得必需的靈活性，能夠滿(mǎn)足上述低電壓、高電流電源轉換器對高性能門(mén)極驅動(dòng)所提出的要求。由于現有的 PWM 控制器與驅動(dòng)器品種豐富，因此采用上述方法所能實(shí)現的特性組合似乎無(wú)窮無(wú)盡。 隨著(zhù)輸出電壓接近低于 1V 電平，電源控制集成電路制造商推出了包括適當的內部低電壓參考的產(chǎn)品，以適應新情況的要求。但是，如果某位設計人員希望既采用高性能驅動(dòng)器，又使用包括的內部參考高于反饋電壓的 PWM，那該怎么辦呢？換言之，調節輸出電壓為 1V 的情況通常都需要 1V 或更低的參考電壓，由 PWM 內部誤差信號放大器的同相輸入提供。 應用電路（見(jiàn)圖 1）提出了一種備用方法，可反饋低于 PWM 參考電壓的輸出電壓。正常情況下，輸出電壓高于誤差信號放大器的參考，因此 VOUT 與接地之間簡(jiǎn)單的電阻分壓器會(huì )將調節電壓設置在 PWM 誤差信號放大器的同相輸入的水平上。但是，當 VOUT 低于誤差信號放大器參考電壓時(shí)，反饋電壓必須分壓，而不是下降。分壓意味著(zhù)必須從另一個(gè)調節電壓源添加一些額外的電壓至反饋電壓。 圖 1：低電壓同步降壓反饋解決方案 UCC3803（同樣見(jiàn)圖 1）在集成電路的引腳八上提供 4V 的內部電壓參考。此外，在 PWM 誤差信號放大器的同相輸入上的內部電壓為 VREF/2，或 2V。通過(guò) R1 反饋 100% 的 VOUT，再通過(guò) R2 反饋一部分 VREF，可在引腳二上對 UCC3803 反饋節點(diǎn)應用疊加的原理： 就圖 1 顯示的應用電路而言，UCC3803 配置為電壓模式操作，因此可適當選擇第三類(lèi)補償方案。由于 R1 是控制環(huán)路補償的一部分，因此必須先計算出該值，然后根據以下方程式選出 R2 的值： 如果應用中 PWM 控制器不向集成電路外部提供參考電壓，我們仍可應用上述技術(shù)，但還需要從其它調節源添加圖 1 中 VREF 所提供的額外電壓。 是選擇采用帶有集成驅動(dòng)級的單一集成電路 PWM 控制器，還是考慮采用帶有與 PWM 控制器分開(kāi)的外部驅動(dòng)器集成電路的雙芯片解決方案，有時(shí)很難說(shuō)清楚。雙芯片解決方案可實(shí)現性能增強的優(yōu)勢，但也必須進(jìn)行認真比較，因為它相對造成成本增加，而且失去了單集成電路方法的簡(jiǎn)單性。不過(guò)，當低電壓、高電流以及高頻電源轉換的最佳性能絕對必需時(shí)，我們選擇哪種 PWM 控制器也就不必受限于誤差信號放大器參考電壓了。 |
