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MIMO技術(shù)近年來(lái)得到了很多學(xué)者和研究機構的重視，但是它要求信道平衰落的前提條件限制了它在寬帶無(wú)線(xiàn)通信中的應用，為了避免符號間干擾，通常需要在接收端加信道均衡器。由于有很多根收發(fā)天線(xiàn)，這種均衡器是非常復雜的。另一種解決方法是將OFDM技術(shù)與MIMO技術(shù)結合起來(lái)，利用OFDM技術(shù)對多徑的對抗能力，去除符號間干擾，實(shí)現寬帶高速無(wú)線(xiàn)通信。但MIMO-OFDM系統對同步誤差很敏感：在多徑環(huán)境下， MIMO-OFDM系統對時(shí)間同步的要求很高；頻率同步方面，由于MIMO-OFDM系統可以視為N個(gè)并行的MIMO子系統，因此頻偏所引入的ICI會(huì )惡化每個(gè)子載波的信噪比，從而惡化整個(gè)MIMO-OFDM通信系統的傳輸性能。 對MIMO-OFDM系統來(lái)說(shuō)，時(shí)間同步方面，接收端需要對各個(gè)天線(xiàn)上的信號分別進(jìn)行延時(shí)估計和調整。頻率同步方面，接收端需要對各個(gè)天線(xiàn)上的信號分別進(jìn)行頻率偏移估計和補償。傳統的MIMO-OFDM同步算法，未能完全解決這種情況下的同步問(wèn)題。這種新的適用于 MIMO-OFDM系統的時(shí)間頻率同步算法考慮了各發(fā)射天線(xiàn)到達時(shí)延各不相同的情況，因此具有更廣泛意義，可適用于分布式MIMO系統。 1、MIMO-OFDM技術(shù)概述 對MIMO-OFDM技術(shù)來(lái)說(shuō)，其核心部分是OFDM技術(shù)和MIMO技術(shù)。OFDM通過(guò)將頻率選擇性多徑衰落信道在頻域內轉換為平坦信道，從而減少了多徑衰落的影響。而MIMO技術(shù)能夠在空間中產(chǎn)生獨立的并行信道同時(shí)傳輸多路數據流，這樣就有效地增加了系統的傳輸速率。這樣，OFDM和MIMO兩種技術(shù)的結合，就能達到兩種效果：一種是系統具備很高的傳輸速率，另一種是通過(guò)分集達到很強的可靠性。 2、MIMO-OFDM同步技術(shù)研究現狀 在MIMO系統中，由于發(fā)射天線(xiàn)的增加導致發(fā)射信號不但要受到與傳統單天線(xiàn)系統中相同的各種干擾的影響，而且還存在天線(xiàn)間干擾。因此MIMO- OFDM系統中的同步問(wèn)題比單天線(xiàn)系統中要困難得多，許多用于單天線(xiàn)系統的同步方法不能直接應用于MIMO-OFDM系統。目前對MIMO-OFDM系統同步的研究還剛剛開(kāi)始，公開(kāi)發(fā)表的文獻還不多，其中既有研究集中式MIMO的，也有研究分布式MIMO的，但研究集中式MIMO的居多，而且在分布式 MIMO中大都是研究頻率同步的，沒(méi)有研究時(shí)間同步，都假設時(shí)間同步已經(jīng)完成，而且各天線(xiàn)對之間的時(shí)延均相同。 3、新的MIMO-OFDM同步算法 3.1 系統設計 算法框圖如圖1所示。 圖1 MIMO-OFDM系統結構圖 假設一個(gè)MIMO-OFDM系統有N個(gè)子載波，M個(gè)發(fā)射天線(xiàn)，P個(gè)接收天線(xiàn)，定義第m個(gè)發(fā)射天線(xiàn)上的OFDM調制信號為： 假設頻偏為ε，則第p個(gè)接收天線(xiàn)接收到的信號為： 這里△表示多徑信道的徑數，hlmp表示第mp個(gè)MIMO子信道中第l徑的衰落系數。Sl表示MIMO子信道中第l徑的時(shí)延。dm表示接收天線(xiàn)收到各路發(fā)射天線(xiàn)信號的相對時(shí)延。這里定義第一路發(fā)射天線(xiàn)的相對時(shí)延是零。Np(t)是第p路接收天線(xiàn)上的加性噪聲，設 Dp=max{d1,d2,…,dm}。 這種新的時(shí)間同步算法適用于各路天線(xiàn)到達時(shí)延不同的情況。傳統的MIMO-OFDM系統同步算法并不能解決當各路天線(xiàn)到達時(shí)延不同時(shí)的同步問(wèn)題。針對這種情況，我們提出了新的導引符號配置方法：第一，頻域各天線(xiàn)的訓練序列分開(kāi)放置，用來(lái)區分不同時(shí)延，可以進(jìn)行時(shí)間精同步；第二，在接收端時(shí)域，這些分開(kāi)放置的訓練序列又具有相同的兩個(gè)半段，可以用來(lái)做時(shí)間粗同步和頻率粗同步。 在發(fā)射端的頻域，如果訓練序列的齊位插入偽隨機序列，偶位插入零，那么經(jīng)過(guò)IFFT之后就可以得到前后兩個(gè)相同的半段序列。于是我們的訓練序列的插入方法如下，該方法可以保證M條發(fā)射天線(xiàn)上的訓練序列經(jīng)過(guò)IFFT之后，都可以得到兩個(gè)相同的半段序列。因此即使當各個(gè)發(fā)射天線(xiàn)到達接收天線(xiàn)的時(shí)延不同時(shí)，接收天線(xiàn)依然可以得到兩段相同的序列。 定義每個(gè)天線(xiàn)發(fā)射的訓練序列為T(mén)m(i)，其中插入的偽隨機序列為Cm(k)，長(cháng)度為Q，這里總的子載波數N和發(fā)射天線(xiàn)數M間必須滿(mǎn)足：N=2MQ，第m個(gè)發(fā)射天線(xiàn)插入練序列的方式為 上式中i=0,1,….,N-1。 圖2 訓練序列插入方式 如圖2所示，這樣插入就保證了每路發(fā)射天線(xiàn)的訓練序列都是在偶位全為零，奇位則為偽隨機序列和零，可以保證在IFFT之后，每路天線(xiàn)的導引在時(shí)域都對稱(chēng)，這樣在時(shí)延不同的情況下疊加，都可以得到兩個(gè)相同的半段序列。 設tm(i)是對應的Tm(i)經(jīng)過(guò)IFFT之后的結果： 如圖3所示，假設ai，bi，ci分別是t1(i)，t2(i)，t3(i)的序列。d2，d3分別是t2(i)，t3(i)序列相對于t1(i)的延遲。當d3為最大延遲時(shí)，按照圖中的方式疊加后，兩個(gè)半段序列1和2是完全相同的。 圖3 時(shí)域上各路有延遲的序列疊加 3.2 時(shí)間同步 3.2.1 粗同步 首先在接收端建立一個(gè)長(cháng)度為N的滑動(dòng)窗，按照我們提出的訓練序列插入方式，當處于正確的時(shí)間點(diǎn)時(shí)，在滑動(dòng)窗中的訓練序列就是兩個(gè)相同的前后部分。 考慮到M路天線(xiàn)相對延遲不同，所以前后兩個(gè)半段有Dp長(cháng)度部分不同。于是我們可以定義時(shí)間粗同步公式為： 上面的計算，因為除掉了上面提到的小部分的不同，所以在訓練序列正好對齊的時(shí)候就可以得到一個(gè)歸一化的峰值。 然后設置一個(gè)硬判門(mén)限和搜索長(cháng)度L，將從M(d)超過(guò)門(mén)限的滑動(dòng)窗中的那段序列開(kāi)始，連續將L個(gè)長(cháng)度為N的序列送入后續的精同步部分處理，并且記錄超過(guò)門(mén)限的時(shí)間點(diǎn)為。設這段序列為gi(t)，i=0,1,…,L-1，t=0,1,….,N-1。 3.2.2 精同步 得到了L個(gè)長(cháng)度為N的序列，將他們分別進(jìn)行FFT運算： 上式中，i=0,1,…,L-1，k=0,1,….,N-1。 然后將Gi(k)按照先前插訓練序列的方式，將其中的偽隨機序列抽取出來(lái)，和本地序列進(jìn)行相關(guān)相乘，就可以得到第m路發(fā)射天線(xiàn)信號的時(shí)間精同步點(diǎn)了： 上式中，m=1,2,….,M。 因為有m個(gè)發(fā)射天線(xiàn)，因此公式(9)要進(jìn)行m次運算，確定每個(gè)發(fā)射天線(xiàn)到第p個(gè)接收天線(xiàn)的時(shí)間精同步點(diǎn)。 所以，得到第m路發(fā)射天線(xiàn)信號到達第p路接收天線(xiàn)的時(shí)間同步點(diǎn)： 3.3 頻率同步 在時(shí)間同步后實(shí)現頻率同步。這里我們仍然可以利用在時(shí)域得到的兩個(gè)相同的半段訓練來(lái)進(jìn)行頻率偏移估計，與時(shí)間粗同步一樣，也要除去兩個(gè)半段序列中τ長(cháng)度部分的序列，假定各路發(fā)射天線(xiàn)的時(shí)間同步點(diǎn)中，的相對延遲為零。于是得到頻偏估計： 3.4 數據與仿真結果 設MIMO系統為四發(fā)四收和兩發(fā)兩收結構，子載波數為N=2048，帶寬是20 MHz，信道是COST207六徑rayleigh信道，各徑時(shí)延以40個(gè)采樣點(diǎn)遞增，功率以6 dB遞減，速率為70 km/h。四個(gè)發(fā)射天線(xiàn)到達接收天線(xiàn)的時(shí)延分別為0，5，10，15個(gè)采樣點(diǎn)，因此我們令τ為20個(gè)采樣點(diǎn)，來(lái)進(jìn)行時(shí)間和頻率同步。頻偏設為0.4，時(shí)間精同步搜索長(cháng)度L=250。由于進(jìn)行時(shí)間粗同步時(shí)，得到的峰值會(huì )受到噪聲的影響，因此硬判值在不同信噪比條件下并不相同，一般來(lái)說(shuō)，是隨信噪比的升高呈遞增趨勢。仿真數據長(cháng)度是10萬(wàn)幀。 如圖4所示。在信噪比較低的情況下，兩種情況下時(shí)間同步的錯誤率比較高，并且隨著(zhù)信噪比的升高而逐漸降低，在10 dB的時(shí)候錯誤率降低幅度很大。在12，14 dB的時(shí)候錯誤率幾乎為零。說(shuō)明新算法在各路發(fā)射天線(xiàn)時(shí)延不同情況下，仍然可以得到良好的時(shí)間同步性能。 圖4 新算法的時(shí)間同步性能曲線(xiàn) 如圖5所示。兩種情況下頻率同步的MSE值隨著(zhù)信噪比的升高而逐漸降低，四發(fā)四收和兩發(fā)兩收情況得到的MSE值很接近，說(shuō)明頻率同步算法可以得到和Schmidl算法同樣的頻率同步性能。 圖5 新算法的頻率同步性能曲線(xiàn) 通過(guò)以上仿真可以看到，該算法在多徑環(huán)境下可以得到良好的同步性能。 4、結束語(yǔ) 目前，世界各國和各大電信廠(chǎng)商都已經(jīng)展開(kāi)了新一代移動(dòng)通信系統的研究，而且由于MIMO-OFDM在提高無(wú)線(xiàn)鏈路的傳輸速率和可靠性的巨大潛力，使得這兩種技術(shù)的結合有望成為過(guò)渡到4G的潛在技術(shù)。因此MIMO-OFDM已經(jīng)成為目前4G研究的熱點(diǎn)。本文提出的新的 MIMO-OFDM同步方法設置了新的導引符號配置方法，可以在接收端時(shí)域得到相同的兩個(gè)半段序列，進(jìn)行時(shí)間粗同步和頻率同步，頻域再根據導引插入規則進(jìn)行時(shí)間精同步。仿真結果表明，該方法能實(shí)現對多個(gè)發(fā)射天線(xiàn)時(shí)間延遲估計，可適用于分布式MIMO系統。 |
