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1 引言 隨著(zhù)便攜式消費電子需求的日益增長(cháng)，低壓、低功耗設計已經(jīng)成為集成電路設計的研究熱點(diǎn)之一。趨勢表明，電壓的降低給模擬電路設計帶來(lái)很大挑戰。就低壓運放設計而言，一般傳統采用互補差分對輸入級以實(shí)現滿(mǎn)幅度輸入范圍，然而，當電源電壓低于Vt.NMOS+|Vt.PMOS|+VDS，PMOS-|VDS，PMOS|時(shí)，差分對會(huì )出現截止區，導致最小電源電壓要高于2個(gè)閾值電壓與2個(gè)過(guò)飽和電壓之和。0.35μm工藝下Vt，NMOS的典型值為0.52V，Vt，PMOS的典型值為-0.75V，則傳統結構的最小工作電壓只能在1.4V左右。為了避免采用復雜工藝實(shí)現電源電壓低于1V的運算放大器而增加產(chǎn)品成本。見(jiàn)文獻的電路結構采用共模電平偏移的電路結構，箝位共模電平，在標準CMOS工藝下簡(jiǎn)單地實(shí)現了低電壓運算放大器。 已有文獻采用PMOS差分對來(lái)實(shí)現電源電壓為1V的運算放大器，但由于Vt，PMOS的典型值為-0.75V，使得前置反饋電路的工作電平范圍為1-0.15V，幾乎涵蓋整個(gè)共模電平范圍，運算放大器的穩定性降低，另外，該結構下的折疊式共源共柵結構也會(huì )受體效應的影響，影響增益的恒定性。本文采用NMOS差分對結構，還對前置反饋電平偏移電路進(jìn)行相應的改進(jìn)，使電源電壓降為0.9V的同時(shí)，提高了增益的恒定性。 2 設計的基本思路 基于前置反饋的電平偏移電路的設計如圖1，Vi+，Vi-的共模電平Vi，cm低于Vref時(shí)，通過(guò)反饋電路控制電流源獲得適當的電流I，Vin+，Vin-的共模電平Vin，cm提升到Vref，同時(shí)電阻傳遞完整的差模信號，再由Vin+，Vin-連接NMOS差分對來(lái)實(shí)現整體電路，如圖1所示。 3 運算放大器的具體實(shí)現 反饋電路的實(shí)現如圖2所示，其反饋過(guò)程如下：Vi+，Vi-的共模電平Vi，cm降低時(shí)，Vin+，Vin-的共模電Vin，cm降低，此時(shí)IDM1減小，IDM11增大，Vx點(diǎn)的電位升高，IDM8增大，電阻的端電壓增大，Vin，cm升高。若Vref過(guò)高，由于Ib的大小和電流鏡工作電壓的限制，Vin，cm不會(huì )上升到Vtel的電平。為了M5與M6，M7的漏源電壓近似相等，引入M12增強電流鏡的匹配。 下面對反饋環(huán)路的穩定性進(jìn)行分析，運放A的開(kāi)環(huán)增益為： 由式（5）可以看出，電路工作時(shí)，需要保持M8漏源電壓較小，則寬長(cháng)較大，在相同的漏源電流下，Gm8不可能很小。所以在電路設計時(shí)，運放A的跨導Gm1應該可能小，補償電容C應該較大，同時(shí)在版圖設計中應該注意減小寄生電容Cp，以增強反饋的穩定性。 采用NMOS差分對的低壓運算放大器，結構如圖3所示，其兩級直流增益可以分別為： Av1=gmt1[rot8//gmt6rot6+1]rot4] （6） Av2=gmt9（rot9//rot10） （7） 其中，gmt1，gmt6，gmt9分別為MT1，MT6，MT9的跨導，rot4，rot6，rot9，rot10分別為對應MOS管的輸出電阻。 4 模擬結果 在0.9V電源電壓下，為使M3，M4工作在放大區，Vret可在0.62-1V之間取任意值，圖4結果顯示，在0-0.9V的共模電平范圍內，當輸入端共模電平Vi，cm＜0.62V時(shí)，此時(shí)反饋電路使得M1，M2工作在放大區，內部共模電平Vin，cm保持0.62V恒定；Vi，cm＞0.62V時(shí)，Vx電位降低，反饋電路停止工作，Vin，cm隨Vi，cm增大而增大。 在10pF外接負載情況下，交流特性如圖5所示。 5 結論 本文基于標準CMOS工藝，設計了電源電壓低至0.9V的運算放大器。模擬結果顯示，在整個(gè)滿(mǎn)幅度范圍內，該運算放大器增益波動(dòng)僅為0.01%，可用于低壓低功耗的 SOC設計中。 |
