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在微波集成電路中，為了抑制低頻雜散，通常要使用小型化的高通濾波器，對于微波集成電路來(lái)說(shuō)，微波高通濾波器一般有兩大類(lèi)設計方法，第一類(lèi)是用集中或半集中的元件實(shí)現，高通濾波器的衰減特性由相應的低通原型的衰減特性經(jīng)過(guò)適當的變換得出。經(jīng)過(guò)變換之后，低通原型電路就成為由串聯(lián)電容和并聯(lián)電感構成的集中元件高通濾波器。在微波集成電路中，可以用交指電容器或薄膜電容器去實(shí)現集中串聯(lián)的電容，用并聯(lián)的短路短截線(xiàn)或平面螺旋電感去實(shí)現集中的并聯(lián)電感，它的優(yōu)點(diǎn)是結構簡(jiǎn)單，尺寸較小。但是，在集中參數電路中，這些電感必須靠得很近，這就不可避免地要產(chǎn)生雜散耦合，因此集中元件的高通濾波器很難在微波集成電路中實(shí)現。構成高通濾波器的第二類(lèi)方法是用分布參數來(lái)實(shí)現，由于傳輸線(xiàn)所固有的多重諧振特性，它必然存在寄生通頻帶，并只能構成帶通特性。這種方法實(shí)質(zhì)上是用寬帶帶通濾波器去充任高通濾波器，即贗高通濾波器。但是對于超寬帶的高通濾波器，這種方法一般結構比較復雜，對工藝要求很高。 本文主要針對第二類(lèi)方法，利用DGS結構來(lái)設計結構簡(jiǎn)單，尺寸較小的超寬帶微波高通濾波器。 1 DGS結構簡(jiǎn)介 1987年Yablonovitch E和John S提出周期光子帶隙結構(即PBG)。它在接地板上腐蝕出由一定幾何圖形的單元組成的周期性陣列結構，用以改變襯底的有效介電常數分布，從而改變了傳輸線(xiàn)的分布參數模型，在一定頻段內傳播模式也隨之改變，從而具有帶隙特性。PBG開(kāi)創(chuàng )了在介質(zhì)板表面和接地板上同時(shí)兼顧的設計概念，合理地開(kāi)發(fā)接地板，極大提高了設計靈活性。但是，由于PBG結構模型較復雜，參數也較繁雜，所以在實(shí)踐應用上受到了一定限制。 1999年，韓國學(xué)者Jong-Im Park，Chul-Soo Kim等人提出一種啞鈴型缺陷地面結構(即DGS)，如圖1所示，LC電路如圖2所示。 它主要也是在微帶，共面波導等傳輸線(xiàn)的接地板上腐蝕出具有一定幾何圖形的單元，但DGS可以是周期或非周期的，即一個(gè)DGS單元就可以在某頻點(diǎn)上諧振，具有較好的帶隙特性，且等效電路提取也相對容易。 正是由于DGS具有許多獨特的性能，例如單極點(diǎn)低通特性，慢波效應，具有較高特征阻抗等，使得對DGS的研究成為微波電路設計中一個(gè)新的研究熱點(diǎn)。近年來(lái)對DGS結構的研究層出不窮，在應用方面主要是設計簡(jiǎn)單小型化的濾波器，加入DGS改善器件的電器性能，提高天線(xiàn)性能，抑制諧波，減小電路尺寸等。 2 DGS結構對耦合線(xiàn)的影響 兩根微帶線(xiàn)相互隔開(kāi)距離D，平行排列構成耦合微帶雙線(xiàn)。為簡(jiǎn)化問(wèn)題，令兩條微帶線(xiàn)具有相同參量，具有相同的長(cháng)度L，寬度W。如圖3所示。 由于在1，4端口上的任意一對輸入電壓U1，U3總可以分解為偶對稱(chēng)激勵和奇對稱(chēng)激勵，使U1等于兩分量之和，U3等于兩分量之差。將耦合微帶線(xiàn)分成奇模和偶模的工作狀態(tài)后，再分別求得奇偶模參量及它們與耦合參量間的關(guān)系。 從定向耦合器的角度來(lái)看，2端口為直通端口，3端口為耦合輸出，4端口為隔離端口。 關(guān)于耦合線(xiàn)理論本文不再贅述，這里僅就耦合的方向性給出定性的解釋?zhuān)鐖D4所示。當導線(xiàn)1，2中有交變電流i1流過(guò)時(shí)，3，4線(xiàn)存在耦合過(guò)來(lái)的能量，此能量既通過(guò)電場(chǎng)(以耦合電容表示)又通過(guò)磁場(chǎng)(以耦合電感表示)耦合過(guò)來(lái)。通過(guò)Cm的耦合，在傳輸線(xiàn)3，4中引起的電流為ic3，及ic4同時(shí)由于i1的交變磁場(chǎng)的作用，在3，4上感應有電流iL。根據電磁感應定律，感應電流iL的方向與i1的方向相反。若能量由1端口輸入，ic3與iL方向相同，所以3端口為耦合輸出。在4端口因為電耦合電流iC4與磁耦合電流iL的作用相反而能量互相抵消，即4端口為隔離端口。 對于均勻介質(zhì)傳輸TEM波而言，奇模，偶模相速相等，而對于介質(zhì)非均勻的實(shí)際微帶線(xiàn)情況，由于介質(zhì)基片對奇偶模的電場(chǎng)分布具有不同的影響，使奇偶模兩種情況的有效介電常數或相速不等，嚴格地說(shuō)，不能搬用由均勻介質(zhì)情況推出的結論，但是在工程實(shí)際中，在有效介電常數取兩者平均值后，仍可近似地采用均勻介質(zhì)的有關(guān)結論。 利用三維電磁仿真軟件Ansoft HFSS建立耦合雙線(xiàn)模型，如圖5所示。其中，D=1 mm，W=1 mm，L=20 mm，基板h=0．254 mm，εr=2．2。 其S參數仿真結果如圖6所示。 當間隔距離D=1mm時(shí)，3端口的耦合輸出在DC～15 GHz范圍內不大于-20 dB。要增加兩條微帶線(xiàn)的耦合度，一般要求減小間隔距離D。但是要達到緊耦合，對加工工藝的要求將會(huì )非常高。 在耦合微帶線(xiàn)下方加載DGS結構，通過(guò)改變耦合微帶線(xiàn)介質(zhì)的有效介電常數的分布，從而在微帶下方缺陷地面的“槽”將能量耦合過(guò)去。加DGS結構的耦合雙線(xiàn)如圖7所示，HFSS模型如圖8所示。 其S13與S14參數仿真結果如圖9，圖10所示。 由仿真結果可以看出，加載DGS結構后，3，4端口的輸出在2～15 GHz范圍內都大于-20 dB，在不改變間隔距離D的情況下，S13平均提高約20 dB。同時(shí)注意到S14與S13參數曲線(xiàn)在整個(gè)DC～15 GHz頻段內幾乎一樣，即由1，2端口間耦合過(guò)來(lái)的能量在3，4端口平均分配，即4端口不再是隔離端口，沒(méi)有方向性了。 此時(shí)，微帶傳播不是TEM波，在加載DGS結構處甚至不是準TEM波。按照左手理論，在DGS結構處的等效介電常數為負值。因此，由于加載DGS結構導致整個(gè)介質(zhì)基板的有效介電常數的分布極不均勻，很難再套用由均勻介質(zhì)情況推出的奇偶模分析法的結論和公式�？梢越频匕袲GS結構看作是在接地板上腐蝕出的“槽線(xiàn)”，“槽”與一條微帶線(xiàn)正交耦合，能量通過(guò)“槽線(xiàn)”后再耦合到另一條微帶線(xiàn)上，在耦合處向微帶兩側平均傳播能量，即此時(shí)還存在兩條微帶線(xiàn)間通過(guò)空間的電磁耦合，但是很微弱，“槽”耦合占主導地位。 3 基于DGS的高通濾波器設計 從微帶線(xiàn)的不均勻性角度出發(fā)，兩條耦合微帶的1，3端口本身就具有高通特性，如圖6所示的S13，但是由于耦合過(guò)于微弱，從而無(wú)法形成高通濾波器的通帶。 基于前面對于加載DGS結構對耦合線(xiàn)的影響，聯(lián)想到可以通過(guò)加強兩微帶間的耦合從而使S13形成高通響應，如圖11所示。 建立HFSS模型如圖12所示。S21參數仿真結果如圖13所示，其等效電路如圖14所示。 由圖13(a)可以看出長(cháng)度L影響該高通結構的截止頻率f0，L與f0成反比，L越長(cháng)，f0越低，且L近似等于1／4截止波長(cháng)。由圖13(b)可以看出d主要影響高通結構的紋波和矩形系數。d越大，阻帶響應越陡，通帶內紋波越大。同時(shí)，對截止頻率有微調作用，但影響不如對紋波和距形系數的影響顯著(zhù)。由圖13(c)可以看出W0主要影響該高通結構的插入損耗，W0越大，即“槽”越寬，插入損耗越大。 4 測量 使用RT／duroid 5880(基底介電常數εr=2．2，介質(zhì)厚度h=O．508 mm，銅箔厚度T=O．018 mm)材料制作如圖15所示，截止頻率為7．5 GHz的O～15 GHz超寬帶高通濾波器，其中L=7．8 mm，2d=2 mm，W0=O．5 mm。使用Agilent N5244A矢量網(wǎng)絡(luò )分析儀測量結果如圖16所示。仿真結果與試驗結果基本一致，驗證了基于DGS結構的高通濾波器設計的可行性。 5 結語(yǔ) 傳統超寬帶高通濾波器結構較為復雜，對工藝要求較高，且較難實(shí)現小型化，利用DGS結構對耦合微帶線(xiàn)的影響，提出結構簡(jiǎn)單，易實(shí)現小型化的超寬帶高通濾波器，測量結果表明，該結構在O～15 GHz內具有較好的高通濾波特性，在微波混合集成電路，低溫共燒陶瓷(LTCC)電路，多芯片組件(MCM)等領(lǐng)域具有廣泛應用前景。 |
