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隨著(zhù)高亮度發(fā)光二極管(HB-LED)在光輸出、能效及成本方面的全面改善，同時(shí)結合小巧、低壓工作及環(huán)保等眾多優(yōu)勢，LED照明(也稱(chēng)固態(tài)照明(SSL))正在掀起一場(chǎng)照明革命。而在節能環(huán)保的趨勢下，LED照明自然也成為眾多規范機構所瞄準的目標。如美國能源部“能源之星”項目的1.1版固態(tài)照明標準自2009年2月開(kāi)始生效，中國的中國標準化研究院也在牽頭攜手相關(guān)機構，準備在2010年發(fā)布中國版本的LED照明能效標準。 就“能源之星”的新版固態(tài)照明標準而言，這標準的一項重要特點(diǎn)是要求多種住宅照明產(chǎn)品的功率因數最低要達到0.7，其中的一些典型產(chǎn)品有便攜式臺燈、櫥柜燈及戶(hù)外走廊燈等。這類(lèi)LED照明應用的功率一般在1到12 W間，屬于低功率應用。這類(lèi)低功率應用最適宜的電源拓撲結構是隔離型反激拓撲結構。不利的是，現有用于設計這些電源的標準設計技術(shù)通常使得功率因數(PF)僅在0.5至0.6的范圍。本文將分析現有設計功率因數低的原因，探討改善功率因數的技術(shù)及解決方案，介紹相關(guān)設計過(guò)程及分享測試部分數據，顯示這參考設計如何輕松符合“能源之星”固態(tài)照明規范對住宅LED照明應用功率因數的要求。 設計背景 典型離線(xiàn)反激電源轉換器在開(kāi)關(guān)穩壓器前面采用全波橋整流器及大電容，選擇這種配置的原因是每2個(gè)線(xiàn)路周期內線(xiàn)路功率降低，直到零，然后上升至下一個(gè)峰值。大電容作為儲能元件，填補相應所缺失的功率，為開(kāi)關(guān)穩壓器提供更加恒定的輸入，維持電能流向負載。這種配置的功率利用率或輸入線(xiàn)路波形的功率因數較低。線(xiàn)路電流在接近電壓波形峰值的大幅度窄脈沖處消耗，引入了干擾性的高頻諧波。 業(yè)界有關(guān)無(wú)源(Passive)功率因數校正(PFC)的方案眾多，這些方案通常都使用較多的額外元器件，其中的一種方案就是谷底填谷(valley-fill)整流器，其中采用的電解電容和二極管組合增大了線(xiàn)路頻率導通角，從而改善功率因數。實(shí)際上，這個(gè)過(guò)程利用高線(xiàn)路電壓以低電流給串聯(lián)電容充電，然后在較低電壓時(shí)以較大電流讓電容放電給開(kāi)關(guān)穩壓器。典型應用使用2個(gè)電容和3個(gè)二極管，而要進(jìn)一步增強功率因數性能，則使用3顆電容和6個(gè)二極管。 圖1：典型填谷電路。 雖然填谷整流器提高了線(xiàn)路電流的利用率，但并未給開(kāi)關(guān)穩壓器提供恒定的輸入。提供給負載的功率會(huì )有較大紋波，達線(xiàn)路電源頻率的2倍。需要指出的是，仍然需要4個(gè)二極管來(lái)對線(xiàn)路電源整流，使這種方案所用的二極管數量達到7個(gè)或10個(gè)。這些二極管及多個(gè)電解電容增加了方案成本，降低了可靠性，并占用了可觀(guān)的電路板面積。 另外一種方案是在反激轉換器前采用有源(Active) PFC段，如NCP1607B。這種方案提供典型性能高于0.98的優(yōu)異功率因數，但增加了元件數量、降低了效率及增加了復雜性，最適用的功率電平遠高于本應用的功率電平。 解決方案 高功率因數通常需要正弦線(xiàn)路電流，且要求線(xiàn)路電流及電壓之間的相位差極小。修改設計的第一步就是在開(kāi)關(guān)段前獲得極低的電容，從而得到更貼近正弦波形的輸入電流。這使整流電壓跟隨線(xiàn)路電壓，產(chǎn)生更理想的正弦輸入電流。這樣，反激轉換器的輸入電壓就以線(xiàn)路頻率的2倍跟隨整流正弦電壓波形。如果輸入電流保持在相同波形，功率因數就高。提供給負載的能量就是電壓與電流的乘積，是一個(gè)正弦平方(sine?squared)波形。由于這種正弦平方波形的能量傳遞，負載將遭遇線(xiàn)路頻率2倍的紋波，本質(zhì)上類(lèi)似于填谷電路中出現的紋波。 如上所述，輸入電流必須保持在幾近正弦的波形，從而實(shí)現高功率因數。高功率因數的關(guān)鍵在于通過(guò)將反饋輸入維持在與線(xiàn)路頻率相關(guān)的恒定電平，不允許控制環(huán)路針對輸出紋波來(lái)校正。一種選擇是大幅增加輸出電容，從而減小120 Hz紋波量，某些應用可能要求使用這種方案。如果頻率高于可見(jiàn)光感知范圍，通用照明應用的LED更能容忍紋波。更為緊湊及廉價(jià)的方案是濾除返回至PWM轉換器的反饋信號，確立接近恒定的電平。這個(gè)電平固定了電源開(kāi)關(guān)中的最大電流。電源開(kāi)關(guān)的電流由施加的瞬態(tài)輸入電壓除以變壓器初級電感再乘以電源開(kāi)關(guān)導通時(shí)間長(cháng)度來(lái)確定。 安森美半導體的NCP1014LEDGTGEVB評估板經(jīng)過(guò)了優(yōu)化，可以驅動(dòng)1到8顆大功率高亮度LED，如Cree XLAMP? ?XR?E/XP?E、Luxeon? ?Rebel、Seoul Semiconductor Z?POWER?或OSRAM Golden Dragon?。這設計基于集成了帶內部限流功能的高壓電源開(kāi)關(guān)的緊湊型固定頻率脈寬調制(PWM)轉換器NCP1014構建。由于NCP1014采用固定頻率工作，電流不能上升到高于某個(gè)特定點(diǎn)；這個(gè)點(diǎn)由輸入電壓及開(kāi)關(guān)周期或導通時(shí)間結束前的初級電感來(lái)確定。由于導通時(shí)間的限制，輸入電流將跟隨輸入電壓的波形，從而提供更高的功率因數。相關(guān)電路圖見(jiàn)圖2。 圖2：NCP1014LEDGTGEVB電路圖。 設計過(guò)程 較高的開(kāi)關(guān)頻率可以減小變壓器尺寸，但同時(shí)會(huì )增加開(kāi)關(guān)損耗。本參考設計選擇了100 kHz版本的NCP1014作為平衡點(diǎn)。這個(gè)單片轉換器的能效預計約為75%，因此，要提供8 W輸出功率，預計需要10.6 W的輸入功率。輸入工作電壓范圍是90到265 Vac。NCP1014包含安森美半導體的動(dòng)態(tài)自供電(DSS)電路，藉減少元件數量簡(jiǎn)化了啟動(dòng)。這集成控制器的散熱考慮因素決定了最大輸出功率。電路板上的銅區域會(huì )散熱并降溫。當轉換器工作時(shí)，反激變壓器上的偏置繞組會(huì )關(guān)閉DSS，降低轉換器的功耗。較低的工作溫度使更多的電能可以提供給負載。 1)電磁干擾(EMI)濾波器 開(kāi)關(guān)穩壓器從輸入源消耗脈沖電流。有關(guān)諧波含量的要求限制了電源輸入電流的高頻分量。通常濾波器由電容和電感組成，可以削弱不良信號。輸入線(xiàn)路上連接的電容以與輸入電壓呈90??的異相電流導通，這種轉移電流通過(guò)位移輸入電壓與電流之間的相位降低了功率因數，故需要在濾波需求與維持高功率因數之間取得平衡。 根據電磁干擾的屬性及濾波器元件的復雜特性，電容C1和C2起始選擇了100 nF電容。選擇的差分電感L1用于提供L-C濾波器頻率，約為開(kāi)關(guān)頻率的1/10。所使用的電感值是： 實(shí)際設計中選擇的是2.7 mH電感，這是一個(gè)標準電感值�；谶@個(gè)起點(diǎn)，根據經(jīng)驗來(lái)調節濾波器以符合傳導干擾限制。電容C2增加到了220 nF，從而提供干擾限制余量。電阻R1限制浪涌電流，并在出現故障時(shí)提供易熔元件。根據應用環(huán)境的不同，可能需要熔絲來(lái)滿(mǎn)足安全要求。注意在初級總電容較小的情況下浪涌電流較小。 2)初級鉗位 二極管D5、電容C3和電阻R2組成鉗位網(wǎng)絡(luò )，控制由反激變壓器泄漏電感造成的電壓尖峰。D5應當是一個(gè)快速恢復器件，額定用于應對峰值輸入電壓及反射到變壓器初級上的輸出電壓。600 V額定電流為1 A的MURA160快速恢復二極管是D5的適宜選擇。電容C3必須吸收泄漏的能量，同時(shí)電壓只有極小的增加，1.5 nF的電容足以用于這類(lèi)低功率應用。電阻R3必須耗散泄漏的能量，但并不必須會(huì )降低能效。該電阻根據經(jīng)驗選擇47 kΩ。需要注意的是，該電阻和電容C3的額定電壓是125.5 V。 3)偏置電源 二極管D6對偏置繞組提供的電源整流。200 mA電流時(shí)額定電壓為100 V的MMBD914二極管是D6的適宜選擇。初級偏置由電容C4、電阻R3和電容C5來(lái)濾波。選擇的C5為2.2 μF，C4為0.1 μF，R3為1.5 kΩ。 4)輸出整流器 輸出整流器必須承受遠高于630 mA平均輸出電流的峰值電流。最大輸出電壓為22 V，整流器峰值電壓為93.2 V。所選擇的輸出整流器是3 A、200 V、35 nS的MURS320，提供低正向壓降及快開(kāi)關(guān)時(shí)間。2,000 μF的電容將輸出紋波電流限制在25%，或是峰-峰值144 mA。 5)電流控制 通過(guò)監測與輸出串聯(lián)的感測電阻RSENSE的壓降，維持恒定的電流輸出。電阻R11連接感測電阻至通用PNP晶體管Q1的基極-射極結。當感測電阻上的壓降約為0.6 V時(shí)，流過(guò)R11的電流偏置Q1，使其導通。Q1決定了流過(guò)光耦合器U2的LED的電流，并受電阻R4限制。光耦合器U2的晶體管為NCP1014提供反饋電流，控制著(zhù)輸出電流。 設定輸出電流Iout=630 mA則要求感測電阻RSENSE=0.85 Ω。感測電阻由4顆并聯(lián)的元件R6、R7、R8和R9組成，選擇R6和R7的阻值為1.8 Ω，選擇R8的阻值為10 Ω，而讓R9開(kāi)路，從而產(chǎn)生約0.83 Ω的總感測電阻。 6)功率因數控制 在本電路中維持高功率因數有賴(lài)于緩慢的反饋?lái)憫獣r(shí)間，僅支持給定輸入電源半周期內反饋電平略有改變。對于這種電流模式的控制器件而言，最大峰值電流在半周期內幾乎保持恒定。與傳統反饋系統相比，這就改善了功率因數。電容C6提供慢速的環(huán)路響應，抑制NCP1014的內部18 kΩ上拉電阻及來(lái)自反饋光耦合器晶體管的電流。從經(jīng)驗來(lái)看，電容C6確定在22 μF至47 μF的范圍之間。 7)變壓器 本LED驅動(dòng)器要求的最低輸入電壓為90 Vac，相應的峰值為126 Vac，在輸出功率Po=8 W、效率(η)=0.75及Vin=126 V的條件下，計算出的峰值電流Ipk=0.339 A。再使用100 kHz的開(kāi)關(guān)頻率(fSW)值，計算出初級電感(Ip)=1858 μH。 這個(gè)功率等級適合選擇窗口面積(Ac)為0.2 cm2的E16磁芯。最大磁通密度設定為3 kG，可以計算出的初級匝數為105匝(T)。輸出電壓限制為22 V，用于開(kāi)路負載事件下的保護。為了提供一些輸出電壓余量及降低占空比，輸出電壓值增加50%，達到33 V。次級最小匝數(Ns)將是約20匝。 NCP1014需要最低8.1 V的電壓，使轉換器工作時(shí)DSS功能免于激活。最低LED電壓設計為12.5 V，初級偏置繞組匝數(Nb)約為13匝。 8)開(kāi)路保護 齊納二極管提供開(kāi)路負載保護。開(kāi)路電壓由二極管D8電壓、電阻R4壓降及光耦合器LED電壓之和確定。所選擇的齊納二極管D8的額定電壓為18 V。 9)泄漏電阻器及濾波器 電阻R10及電容C10提供小型的放電通道，并過(guò)濾輸出噪聲。 10)模擬調光 本參考設計包含一個(gè)可選的控制部分，以實(shí)現模擬電流調節的調光。出于這個(gè)目的，可以增加電阻R12、R14、R15、二極管D9、晶體管Q2等元器件從及至電位計R13的連接。本設計所選擇的電阻R12的阻值為1 kΩ，調光電位計R13為10 kΩ，R14為820 Ω，R15為1 kΩ。 11)電容壽命 LED照明的其中一項考慮因素是驅動(dòng)器與LED應當具有相當的工作壽命。雖然影響電源可靠性的因素眾多，但電解電容對任何電子電路的整體可靠性至關(guān)重要。有必要分析本應用中的電容，并選擇恰當電解電容，從而提供較長(cháng)的工作壽命。電解電容的可用壽命在很大程度上受環(huán)境溫度及內部溫升影響。本參考設計選擇的電容是松下的ECA-1EM102，額定值為1000 μF、25 V、850 mA、2,000小時(shí)及85℃。在假定50℃環(huán)境溫度條件下，這電容的可用壽命超過(guò)12萬(wàn)小時(shí)。 測試結果 相關(guān)測試數據是NCP1014LEDGTGEVB評估板在負載為4顆LED、工作電流約為630 mA條件下測得的，除非另行有說(shuō)明。圖3及圖4是不同條件下的能效測量數據。圖5顯示的是不同線(xiàn)路電壓條件下的功率因數。需要指出的是，輸入電壓在90 Vac至135 Vac范圍內時(shí)，功率因數高于0.8，遠高于“能源之星”的LED住宅照明應用功率因數要求。 總結： “能源之星”標準為固態(tài)照明提供了量化要求，使LED驅動(dòng)器面臨一些新的要求，如功率因數校正。這就要求新穎的解決方案來(lái)滿(mǎn)足這些要求，同時(shí)還不會(huì )增加電路復雜性及成本。本文結合優(yōu)化的NCP1014LEDGTGEVB評估板，介紹了安森美半導體的離線(xiàn)型8 W LED驅動(dòng)器參考設計的設計背景、解決方案及設計過(guò)程，并分享了相關(guān)能效及功率因數測試結果，顯示這參考設計提供較高的能效，符合“能源之星”固態(tài)照明標準的功率因數要求，非常適合這類(lèi)低功率LED照明應用。 |
