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很多電源管理應用文章都介紹過(guò)采用 ZVS(零電壓開(kāi)關(guān))技術(shù)實(shí)現無(wú)損轉換的優(yōu)勢。為了實(shí)現 ZVT(零電壓轉換)，漏－源電容與FET的體二極管等寄生電路元件被用于實(shí)現諧振轉換，而不是任由其在緩沖電路中耗散。諧振電路在啟動(dòng)前對開(kāi)關(guān)器件施加的電壓為零，這就避免了每次轉換時(shí)因開(kāi)關(guān)電流與電壓同時(shí)疊加而造成的功率損耗。 采用高電壓輸入源工作的高頻轉換器采用這種技術(shù)可實(shí)現大幅的效率提升。 與傳統的全橋轉換器一樣，互為對角的開(kāi)關(guān)一起驅動(dòng)，對角開(kāi)關(guān)交替地將變壓器原邊置于輸入電壓 VIN上一段時(shí)間。只有在開(kāi)關(guān)打開(kāi)時(shí)才向輸出部分供電，這與工作在固定頻率上的特定占空比相一致。 兩個(gè)互為對角的全橋開(kāi)關(guān)不是同時(shí)驅動(dòng)，而是通過(guò)相移的方法在啟動(dòng)命令之間引入預定義的短期延遲。這種延遲由控制電路的電壓回路進(jìn)行調節，從而在兩個(gè)驅動(dòng)信號之間產(chǎn)生相移。這種相移技術(shù)的特殊之處在于，它可啟動(dòng)兩個(gè)與變壓器串聯(lián)的開(kāi)關(guān)，而變壓器的電壓卻為零。因此，它們不是全橋轉換器的對角開(kāi)關(guān)，而是兩個(gè)較高或較低的開(kāi)關(guān)。在這種模式下，變壓器原邊基本處于短路，且固定于相應的輸入軌。由于沒(méi)有復位所需的電壓，原邊電流會(huì )保持在前一狀態(tài)。死區填補了轉換周期內諧振轉換及電源轉換部分之間的空白。開(kāi)關(guān)可被保持在上述狀態(tài)中一段時(shí)間，與特定開(kāi)關(guān)周期所需的關(guān)閉時(shí)間相一致。隨后，上述開(kāi)關(guān)中一個(gè)適當的開(kāi)關(guān)關(guān)斷后，原邊電流會(huì )流入開(kāi)關(guān)輸出電容，使開(kāi)關(guān)漏電壓與反向輸入軌產(chǎn)生諧振。這使得特定橋支路的相應開(kāi)關(guān)上的電壓為零，其 ZVS 打開(kāi)。 將 ZVS 全橋轉換器的相移操作分為五個(gè)時(shí)序子集，以此來(lái)介紹完整的電源轉換周期，如圖1所示。變壓器 T1向負載輸電時(shí)，新周期開(kāi)始，且兩個(gè)對角開(kāi)關(guān)打開(kāi)，如圖2所示。在這種轉換條件下，原邊電流流過(guò)這兩個(gè) FET。在圖2中，QA 與QD代表打開(kāi)的對角開(kāi)關(guān)。 圖 1 幾個(gè)開(kāi)關(guān)周期時(shí)序圖 圖 2 t0 階段初始條件 在 t0 時(shí)段結束時(shí)，開(kāi)關(guān) QD 由 UCC2895 控制電路關(guān)斷，同時(shí)開(kāi)始啟動(dòng)轉換器右手支路的諧振轉換，如圖3所示。通過(guò)變壓器漏感，原邊電流基本保持為常量。在本文中，變壓器的漏感與外部電感集成在一起，在圖3中標為 LResonant。如果變壓器的漏感太小，不能提供實(shí)現 ZVS 所必需的轉換時(shí)間，那么就需要額外的電感。通過(guò)串聯(lián)添加外部電感，就能夠調節諧振電感。 圖3 t1 階段右支路諧振轉換間隔 如圖4所示，當 QD 關(guān)斷時(shí)，以 QD的漏－源電容作為電流路徑，原邊電流繼續流動(dòng)，使 QD 的電容從0V上升至較高的VIN。同時(shí)，變壓器電容與QC 的漏－源電容放電，源電壓上升。諧振轉換使晶體管的漏－源電容兩端電位在啟動(dòng)之前相等。右支路轉換完成后，原邊電流會(huì )通過(guò) QA 及 QC 的體二極管續流。如果組件處于理想狀態(tài)，那么電流在下一次轉換發(fā)生之前將保持為常量。這時(shí)可啟動(dòng) QC，使QC 內部的體二極管短路，從而降低傳導損耗并實(shí)現ZVS。 圖 4 t2 階段箝位續流間隔 在 t2 階段結束時(shí)，剩余電流在變壓器原邊中流動(dòng)。由于發(fā)生了損耗，該電流略小于 t0 階段的原邊電流。QC 打開(kāi)，且實(shí)現了ZVS，而此時(shí) QA 關(guān)閉。原邊電流此前流過(guò) QA 的漏－源極，現在則沿 QA 的漏－源電容流動(dòng)，電流保持不變。 流過(guò) QA 漏－源電容的電流方向強制電流源流向接地電位，因此 QA 的漏－源電容將充電，而 QB 的漏－源電容放電，直到內部的體二極管開(kāi)始傳導，如圖5所示。 圖 5 t3 階段左支路轉換 諧振轉換使 QB 接通，且實(shí)現了 ZVS，保證轉換幾乎無(wú)損耗。此前 QC 已經(jīng)接通，所以一旦 QB 啟動(dòng)，變壓器原邊將與輸入電壓軌兩邊實(shí)現直接連接。變壓器隨后開(kāi)始從一次側向二次側輸電，如圖6所示。 圖 6 t4 階段電源轉換間隔 定時(shí)間隔基本與標準移相轉換周期一致。接通兩個(gè)對角開(kāi)關(guān)，給變壓器原邊施加全輸入電壓。電流上升的速率由 VIN 及串聯(lián)原邊電感決定，不過(guò)其初始值為負值，而不是零。電流上升至輸出電流除以變壓器匝比所得之商的水平。 在 t4 階段結束時(shí)，一次轉換周期結束，這時(shí)QC已切斷。電流流過(guò) QC 的漏－源極，QC 關(guān)斷后電流停止，但會(huì )繼續沿 QC 內部的漏－源電容流動(dòng)，這就使 QC 的漏－源電容(此前幾乎為零)充電至輸入電壓 VIN。QD 的漏－源電容在此期間放電，使 QD 實(shí)現 ZVS，而幾乎沒(méi)有漏－源電壓通過(guò)它。此階段的電流假定保持為常量。 下面以 48V 輸入 DC/DC 轉換器設計作為示例來(lái)加以說(shuō)明，該設計在最大電流為 15A 時(shí)輸出電壓3.3V，副邊與原邊絕緣，最大為 1.5kV。該設計采用 UCC2895 高級相移式 PWM 控制器來(lái)實(shí)施全橋功率級控制，對兩個(gè)半橋的轉換進(jìn)行相移。電路工作在固定頻率上，在大部分轉換器負載范圍中采用峰值電流模式控制，實(shí)現 ZVT。如前所述，通過(guò)轉換器的寄生電容、漏感以及串聯(lián)于原邊繞組的小型分立電感可實(shí)現 ZVS。 在輸入電壓為 36V、48V 及 72V 以及輸出電流為 1A 至 15A(以 1A 步進(jìn))的情況下進(jìn)行了效率測量。由測量結果可知，全橋轉換方式與帶有整流倍流電路的副邊同步整流結合，可實(shí)現比其他傳統設計更高的效率。此外，ZVS 在轉換過(guò)程中對開(kāi)關(guān)元件造成的應力更低，降低了 EMI，增加了設計的可靠性。 |
