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1 引 言 隨著(zhù)電子產(chǎn)品向小型化、便攜化的趨勢發(fā)展,單片集成的高效、低電源電壓DC-DC 變換器被廣泛應用。在許多電源管理IC 中都用到了電流檢測電路。在電流模式PWM 控制DC-DC 變換器中,電流檢測模塊是組成電流環(huán)路的重要部分,用于檢測流過(guò)功率管和電感上的電流,并通過(guò)將電流檢測結果和電壓環(huán)路的輸出做比較,實(shí)現脈寬調制的效果。在電壓模式PWM 控制DC-DC 變換器、LDO、Charge Pump 等電路中,它還可以用作開(kāi)路、短路、過(guò)流等節能和保護性目的。傳統的電流檢測方法有3 種: (1) 利用功率管的RDS進(jìn)行檢測; (2) 使用檢測場(chǎng)效應晶體管檢測; (3) 場(chǎng)效應晶體管與檢測電阻結合。針對開(kāi)關(guān)穩壓器,不同于傳統的電流檢測方式,本文提出了一種新穎的電流檢測方法。 2 傳統的電流檢測方法 2. 1 利用功率管的RDS進(jìn)行檢測( RDS SENSIN G) 當功率管(MOSFET) 打開(kāi)時(shí),它工作在可變電阻區,可等效為一個(gè)小電阻。MOSFET 工作在可變電阻區時(shí)等效電阻為: 式中:μ為溝道載流子遷移率; COX 為單位面積的柵電容;V TH 為MOSFET 的開(kāi)啟電壓。 如圖1 所示,已知MOSFET 的等效電阻,可以通過(guò)檢測MOSFET 漏源之間的電壓來(lái)檢測開(kāi)關(guān)電流。 這種技術(shù)理論上很完美,它沒(méi)有引入任何額外的功率損耗,不會(huì )影響芯片的效率,因而很實(shí)用。但是這種技術(shù)存在檢測精度太低的致命缺點(diǎn): (1) MOSFET 的RDS本身就是非線(xiàn)性的。 (2) 無(wú)論是芯片內部還是外部的MOSFET ,其RDS受μ, COX ,V TH影響很大。 (3) MOSFET 的RDS隨溫度呈指數規律變化(27～100 ℃變化量為35 %) 。 可看出,這種檢測技術(shù)受工藝、溫度的影響很大,其誤差在- 50 %～ + 100 %。但是因為該電流檢測電路簡(jiǎn)單,且沒(méi)有任何額外的功耗,故可以用在對電流檢測精度不高的情況下,如DC2DC 穩壓器的過(guò)流保護。 圖1 利用功率管的RDS進(jìn)行電流檢測 2. 2 使用檢測場(chǎng)效應晶體管(SENSEFET) 這種電流檢測技術(shù)在實(shí)際的工程應用中較為普遍。它的設計思想是: 如圖2 在功率MOSFET 兩端并聯(lián)一個(gè)電流檢測FET ,檢測FET 的有效寬度W 明顯比功率MOSFET 要小很多。功率MOSFET 的有效寬度W 應是檢測FET 的100 倍以上(假設兩者的有效長(cháng)度相等,下同) ,以此來(lái)保證檢測FET 所帶來(lái)的額外功率損耗盡可能的小。節點(diǎn)S 和M 的電流應該相等,以此來(lái)避免由于FET 溝道長(cháng)度效應所引起的電流鏡像不準確。 圖2 使用場(chǎng)效應晶體管進(jìn)行電流檢測 在節點(diǎn)S 和M 電位相等的情況下,流過(guò)檢測FET的電流IS 為功率MOSFET 電流IM 的1/ N ( N 為功率FET 和檢測FET 的寬度之比) , IS 的值即可反映IM 的大小。 2. 3 檢測場(chǎng)效應晶體管和檢測電阻相結合 如圖3 所示,這種檢測技術(shù)是上一種的改進(jìn)形式,只不過(guò)它的檢測器件不是FET 而是小電阻。在這種檢測電路中檢測小電阻的阻值相對來(lái)說(shuō)比檢測FET 的RDS要精確很多,其檢測精度也相對來(lái)說(shuō)要高些,而且無(wú)需專(zhuān)門(mén)電路來(lái)保證功率FET 和檢測FET 漏端的電壓相等,降低了設計難度,但是其代價(jià)就是檢測小電阻所帶來(lái)的額外功率損耗比第一種檢測技術(shù)的1/ N 2 還要小( N 為功率FET 和檢測FET 的寬度之比) 。此技術(shù)的缺點(diǎn)在于,由于M1 ,M3 的V DS不相等(考慮VDS對IDS的影響), IM 與IS 之比并不嚴格等于N ,但這個(gè)偏差相對來(lái)說(shuō)是很小的,在工程中N 應盡可能的大, RSENSE應盡可能的小。在高效的、低壓輸出、大負載應用環(huán)境中,就可以采用這種檢測技術(shù)。 圖3 場(chǎng)效應晶體管與電阻相結合進(jìn)行電流檢測 3 新型的電流檢測方法 在圖4 中,N_DRV 為BUCK穩壓器的同步管柵極驅動(dòng)信號,N_DRV_DC 為N_DRV 經(jīng)過(guò)1 個(gè)三階RC低通濾波器之后濾出的直流分量,并且該直流分量為比較器的一端輸入,比較器的另一端輸入為一基準電壓值BIAS3 ,比較器的輸出LA28 (數字信號,輸出到芯片的控制邏輯) 為DC2DC 負載電流狀態(tài)檢測信號。 圖4 新型電流檢測方法基本原理等效架構圖 該電流檢測電路的作用如下: 在一個(gè)穩壓器芯片中, 既包括一個(gè)DC2DC(BUCK) , 又包括一個(gè)LDO , 中載和重載時(shí)工作于PWM 模式,輕載時(shí)(約為3 mA 以下) 工作于LDO 下,而本文提出電流檢測電路的作用是:當其負載電流小于一定值時(shí)(此時(shí)開(kāi)關(guān)穩壓器處于DCM 模式下) ,LA28電平跳遍,實(shí)現PWM 模式向LDO 模式的模式切換。 這里需要注意的是,如果對輸出負載電流直接進(jìn)行檢測或是通過(guò)將電感電流取平均值的方式來(lái)檢測輸出負載電流,則將會(huì )帶來(lái)電路實(shí)現上的困難。而在此提出的這種檢測方法卻不存在這個(gè)問(wèn)題。該架構圖是DC2DC 負載電流狀態(tài)檢測電路的等效圖。其作用是當DC2DC 負載電流低于3 mA 時(shí),其輸出信號LA28 由高變低,從而實(shí)現PWM 模式向LDO的切換。它的基本原理是利用DCM 模式下(當負載電流為3 mA 時(shí),DC2DC 處于DCM 模式下) 負載電流與開(kāi)關(guān)管柵極驅動(dòng)信號N_DRV 的關(guān)系,通過(guò)檢測N_DRV 來(lái)監控輸出負載電流的變化,從而實(shí)現當負載電流低于3 mA時(shí)PWM 模式向LDO 的切換。下面將用圖5 來(lái)說(shuō)明該電路檢測負載電流的原理。 圖5 檢測DCDC 負載電流的基本原理 圖5 是DCM 模式下電感電流IL 與同步管柵極驅動(dòng)信號N_DRV 的波形圖。 又由于每個(gè)周期通過(guò)電感輸出到負載的電荷量是不變的,故有 其中: T 為開(kāi)關(guān)周期; IOUT 為輸出負載電流。 從上面幾式得: 現在再來(lái)分析圖4 ,在頻域內,從N_DRV 到N_DRV_DC 的系統傳遞函數為: 故圖4 中的R 與C 組成的網(wǎng)絡(luò )是1 個(gè)三階的RC 低通濾波器。下面計算N_DRV_DC ,從t = 0 接入脈寬為ΔT ,周期為T(mén) 的周期性矩形脈沖信號N_DRV , 其復頻域的象函數為 故N_DRV_DC 的象函數為: 需要注意的是,在設計三階RC 低通濾波器時(shí),其帶寬應設置得遠小于DC2DC 的振蕩器頻率(即N _DRV 的頻率) ,以保證很好地濾出N_DRV 中的高頻分量;但也不宜設置得太小,否則所使用的電阻和電容將會(huì )比較大。 當DC2DC 負載電流減小,N_DRV_DC 也會(huì )減小,若減小至N_DRV_DC = BIAS3 時(shí),比較器開(kāi)始由高變低,芯片將從PWM 模式進(jìn)入LDO 模式。設此時(shí)的負載電流為ILDO(ON) ,則: 由上式可知,DC2DC 向LDO 的切換閾值ILDO(ON)與電感值L 成反比。 最終的電流檢測實(shí)現電路如圖6 所示。由于該電路原理比較簡(jiǎn)單,分析從略。 圖6 最終的電流檢測實(shí)現電路 4 仿真結果數據 仿真結果數據如表1 所示。TA = 25 ℃,L =2. 2μH。 5 結 語(yǔ) 提出了一種開(kāi)關(guān)穩壓器電流檢測的新方法,通過(guò)檢測DCM 模式下同步管柵極驅動(dòng)信號,實(shí)現對輸出負載電流的檢測,從而得出芯片從PWM 模式向LDO 模式的切換。由此解決了通過(guò)檢測電感平均電流而使的電路實(shí)現的困難。經(jīng)過(guò)HSpice 仿真驗證,其僅消耗5μA的靜態(tài)電流。該種檢測方法主要適用于需要對開(kāi)關(guān)穩壓器的DCM 模式下負載電流進(jìn)行檢測的場(chǎng)合。 |
