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變頻電源作為電源系統的重要組成部分，其性能的優(yōu)劣直接關(guān)系到整個(gè)系統的安全和可靠性指標�，F代變頻電源以低功耗、高效率、電路簡(jiǎn)潔等顯著(zhù)優(yōu)點(diǎn)而備受青睞。變頻電源的整個(gè)電路由交流-直流-交流-濾波等部分構成，輸出電壓和電流波形均為純正的正弦波，且頻率和幅度在一定范圍內可調。 本文實(shí)現了基于TMS320F28335的變頻電源數字控制系統的設計，通過(guò)有效利用TMS320F28335豐富的片上硬件資源，實(shí)現了SPWM的不規則采樣，并采用PID算法使系統產(chǎn)生高品質(zhì)的正弦波，具有運算速度快、精度高、靈活性好、系統擴展能力強等優(yōu)點(diǎn)。 系統總體介紹 根據結構不同，變頻電源可分為直接變頻電源與間接變頻電源兩大類(lèi)。本文所研究的變頻電源采用間接變頻結構即交-直-交變換過(guò)程。首先通過(guò)單相全橋整流電路完成交-直變換，然后在DSP控制下把直流電源轉換成三相SPWM波形供給后級濾波電路，形成標準的正弦波。變頻系統控制器采用TI公司推出的業(yè)界首款浮點(diǎn)數字信號控制器TMS320F28335，它具有150MHz高速處理能力，具備32位浮點(diǎn)處理單元，單指令周期32位累加運算，可滿(mǎn)足應用對于更快代碼開(kāi)發(fā)與集成高級控制器的浮點(diǎn)處理器性能的要求。與上一代領(lǐng)先的數字信號處理器相比，最新的F2833x浮點(diǎn)控制器不僅可將性能平均提升50%，還具有精度更高、簡(jiǎn)化軟件開(kāi)發(fā)、兼容定點(diǎn)C28x TM控制器軟件的特點(diǎn)。系統總體框圖如圖1所示。 圖1 系統總體框圖 （1）整流濾波模塊：對電網(wǎng)輸入的交流電進(jìn)行整流濾波，為變換器提供波紋較小的直流電壓。 （2）三相橋式逆變器模塊：把直流電壓變換成交流電。其中功率級采用智能型IPM功率模塊，具有電路簡(jiǎn)單、可靠性高等特點(diǎn)。 （3）LC濾波模塊：濾除干擾和無(wú)用信號，使輸出信號為標準正弦波。 （4）控制電路模塊：檢測輸出電壓、電流信號后，按照一定的控制算法和控制策略產(chǎn)生SPWM控制信號，去控制IPM開(kāi)關(guān)管的通斷從而保持輸出電壓穩定，同時(shí)通過(guò)SPI接口完成對輸入電壓信號、電流信號的程控調理。捕獲單元完成對輸出信號的測頻。 （5）電壓、電流檢測模塊：根據要求，需要實(shí)時(shí)檢測線(xiàn)電壓及相電流的變化，所以需要三路電壓檢測和三路電流檢測電路。所有的檢測信號都經(jīng)過(guò)電壓跟隨器隔離后由TMS320F28335的A/D通道輸入。 （6）輔助電源模塊：為控制電路提供滿(mǎn)足一定技術(shù)要求的直流電源，以保證系統工作穩定可靠。 系統硬件設計 變頻電源的硬件電路主要包含6個(gè)模塊：整流電路模塊、IPM電路模塊、IPM隔離驅動(dòng)模塊、輸出濾波模塊、電壓檢測模塊和TMS320F28335數字信號處理模塊。 整流電路模塊 采用二極管不可控整流電路以提高網(wǎng)側電壓功率因數，整流所得直流電壓用大電容穩壓為逆變器提供直流電壓，該電路由6只整流二極管和吸收負載感性無(wú)功的直流穩壓電容組成。整流電路原理圖如圖2所示。 圖2 整流電路原理圖 IPM電路模塊 IPM由高速、低功率IGBT、優(yōu)選的門(mén)級驅動(dòng)器及保護電路組成。IGBT（絕緣柵雙極型晶體管）是由BJT（雙極型三極管）和MOS（絕緣柵型場(chǎng)效應管）組成的復合全控型電壓驅動(dòng)式電力電子器件。GTR飽和壓降低，載流密度大，但驅動(dòng)電流較大；MOSFET驅動(dòng)功率很小，開(kāi)關(guān)速度快，但導通壓降大，載流密度小。IGBT綜合了以上兩種器件的優(yōu)點(diǎn)，驅動(dòng)功率小而飽和壓降低，非常適合應用于直流電壓。因而IPM具有高電流密度、低飽和電壓、高耐壓、高輸入阻抗、高開(kāi)關(guān)頻率和低驅動(dòng)功率的優(yōu)點(diǎn)。本文選用的IPM是日本富士公司的型號為6MBP20RH060的智能功率模塊，該智能功率模塊由6只IGBT管子組成，其IGBT的耐壓值為600V，最小死區導通時(shí)間為3μs。 IPM隔離驅動(dòng)模塊 由于逆變橋的工作電壓較高，因此DSP的弱電信號很難直接控制逆變橋進(jìn)行逆變。美國國際整流器公司生產(chǎn)的三相橋式驅動(dòng)集成電路IR2130，只需一個(gè)供電電源即可驅動(dòng)三相橋式逆變電路的6個(gè)功率開(kāi)關(guān)器件。 IR2130驅動(dòng)其中1個(gè)橋臂的電路原理圖如圖3所示。C1是自舉電容，為上橋臂功率管驅動(dòng)的懸浮電源存儲能量，D1可防止上橋臂導通時(shí)直流電壓母線(xiàn)電壓到IR2130的電源上而使器件損壞。R1和R2是IGBT的門(mén)極驅動(dòng)電阻，一般可采用十到幾十歐姆。R3和R4組成過(guò)流檢測電路，其中R3是過(guò)流取樣電阻，R4是作為分壓用的可調電阻。IR2130的HIN1"HIN3、LIN1"LIN3作為功率管的輸入驅動(dòng)信號與TMS320F8335的PWM連接，由TMS320F8335控制產(chǎn)生PWM控制信號的輸入，FAULT與TMS320F8335引腳PDPINA連接，一旦出現故障則觸發(fā)功率保護中斷，在中斷程序中封鎖PWM信號。 圖3 IR2130驅動(dòng)其中1個(gè)橋臂的電路原理圖 輸出濾波模塊 采用SPWM控制的逆變電路，輸出的SPWM波中含有大量的高頻諧波。為了保證輸出電壓為純正的正弦波，必須采用輸出濾波器。本文采用LC濾波電路，其中截止頻率取基波頻率的4.5倍，L=12mH，C=10μF。 電壓檢測模塊 電壓檢測是完成閉環(huán)控制的重要環(huán)節，為了精確的測量線(xiàn)電壓，通過(guò)TMS320F28335的SPI總線(xiàn)及GPIO口控制對輸入的線(xiàn)電壓進(jìn)行衰減/放大的比例以滿(mǎn)足A/D模塊對輸入信號電平(0-3V)的要求。電壓檢測模塊采用256抽頭的數字電位器AD5290和高速運算放大器AD8202組成程控信號放大/衰減器，每個(gè)輸入通道的輸入特性為1MΩ輸入阻抗+30pF。電壓檢測模塊電路原理圖如圖4所示。 圖4 電壓檢測電路原理圖 系統軟件設計 系統上電后按照選定的模式自舉加載程序，跳轉到主程序入口，進(jìn)行相關(guān)變量、控制寄存器初始化設置和正弦表初始化等工作。接著(zhù)使能需要的中斷，啟動(dòng)定時(shí)器，然后循環(huán)進(jìn)行故障檢測和保護，并等待中斷。主要包括三部分內容：定時(shí)器周期中斷子程序、A/D采樣子程序和數據處理算法。主程序流程圖如圖5所示。 圖5 主程序流程圖 定時(shí)器周期中斷子程序 主要進(jìn)行PI調節，更新占空比，產(chǎn)生SPWM波。定時(shí)器周期中斷流程圖如圖6所示。 圖6 定時(shí)器周期中斷流程圖 A/D采樣子程序 主要完成線(xiàn)電流采樣和線(xiàn)電壓采樣。為確保電壓與電流信號間沒(méi)有相對相移，本部分利用TMS320F28335片上ADC的同步采樣方式。為提高采樣精度，在A(yíng)/D中斷子程序中采用均值濾波的方法。 對A相電壓和電流A/D的同步采樣部分代碼如下： 數據處理算法 本系統主要用到以下算法：（1）SVPWM算法（2）PID調節算法（3）頻率檢測算法 SVPWM算法 變頻電源的核心就是SVPWM波的產(chǎn)生，SPWM波是以正弦波作為基準波（調制波），用一列等幅的三角波（載波）與基準正弦波相比較產(chǎn)生PWM波的控制方式。當基準正弦波高于三角波時(shí)，使相應的開(kāi)關(guān)器件導通；當基準正弦波低于三角波時(shí)，使相應的開(kāi)關(guān)器件截止。由此，逆變器的輸出電壓波形為脈沖列，其特點(diǎn)是：半個(gè)周期中各脈沖等距等幅不等寬，總是中間寬，兩邊窄，各脈沖面積與該區間正弦波下的面積成比例。這種脈沖波經(jīng)過(guò)低通濾波后可得到與調制波同頻率的正弦波，正弦波幅值和頻率由調制波的幅值和頻率決定。 本文采用不對稱(chēng)規則采樣法，即在三角波的頂點(diǎn)位置與低點(diǎn)位置對正弦波進(jìn)行采樣，它形成的階梯波更接近正弦波。不規則采樣法生成SPWM波原理如圖7所示。圖中，Tc是載波周期，M是調制度，N為載波比，Ton為導通時(shí)間。 由圖7得： 當k為偶數時(shí)代表頂點(diǎn)采樣，k為奇數時(shí)代表底點(diǎn)采樣。 SVPWM算法實(shí)現過(guò)程： 利用F28335內部的事件管理器模塊的3個(gè)全比較單元、通用定時(shí)器1、死區發(fā)生單元及輸出邏輯可以很方便地生成三相六路SPWM波形。實(shí)際應用時(shí)在程序的初始化部分建立一個(gè)正弦表，設置通用定時(shí)器的計數方式為連續增計數方式，在中斷程序中調用表中的值即可產(chǎn)生相應的按正弦規律變化的SPWM波。SPWM波的頻率由定時(shí)時(shí)間與正弦表的點(diǎn)數決定。 SVPWM算法的部分代碼如下： PID調節算法 在實(shí)際控制中很多不穩定因素易造成增量較大，進(jìn)而造成輸出波形的不穩定性，因此必須采用增量式PID算法對系統進(jìn)行優(yōu)化。PID算法數學(xué)表達式為 Upresat(t)= Up(t)+ Ui(t)+ Ud(t) 其中，Up(t)是比例調節部分，Ui(t)是積分調節部分，Ud(t)是微分調節部分。 本文通過(guò)對A/D轉換采集來(lái)的電壓或電流信號進(jìn)行處理，并對輸出的SPWM波進(jìn)行脈沖寬度的調整，使系統輸出的電壓保持穩定。 PID調節算法的部分代碼如下： 頻率檢測算法 頻率檢測算法用來(lái)檢測系統輸出電壓的頻率。用TMS320F28335片上事件管理器模塊的捕獲單元捕捉被測信號的有效電平跳變沿，并通過(guò)內部的計數器記錄一個(gè)周波內標頻脈沖個(gè)數，最終進(jìn)行相應的運算后得到被測信號頻率。 實(shí)驗結果 測量波形 在完成上述硬件設計的基礎上，本文采用特定的PWM控制策略，使逆變器拖動(dòng)感應電機運行，并進(jìn)行了短路、電機堵轉等實(shí)驗，證明采用逆變器性能穩定，能可靠地實(shí)現過(guò)流和短路保護。圖8是電機在空載條件下，用數字示波器記錄的穩態(tài)電壓波形。幅度為35V，頻率為60Hz。 圖7 不規則采樣法生成SPWM波原理圖 圖8 輸出線(xiàn)電壓波形 測試數據 在不同頻率及不同線(xiàn)電壓情況下的測試數據如表1所示。 表1 不同輸出頻率及不同線(xiàn)電壓情況下實(shí)驗結果 結果分析 由示波器觀(guān)察到的線(xiàn)電壓波形可以看出，波形接近正弦波，基本無(wú)失真；由表中數據可以看出，不同頻率下，輸出線(xiàn)電壓最大的絕對誤差只有0.6V，相對誤差為1.7%。 結束語(yǔ) 本文設計的三相正弦波變頻電源，由于采用了不對稱(chēng)規則采樣算法和PID算法使輸出的線(xiàn)電壓波形基本為正弦波，其絕對誤差小于1.7%；同時(shí)具有故障保護功能，可以自動(dòng)切斷輸入交流電源。因此本系統具有電路簡(jiǎn)單、抗干擾性能好、控制效果佳等優(yōu)點(diǎn)，便于工程應用，具有較大的實(shí)際應用價(jià)值。 |
