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電源其實(shí)就是一個(gè)由變壓器和交流/ 直流轉換器以及相應穩壓電路所組成的“綜合變電器”。本身就存在著(zhù)電能的消耗，因此輸入電源的能量并不能100% 轉化為供主機內各部件使用的有效能量，這樣就存在一個(gè)轉換效率的問(wèn)題。 而對于需要從高輸入電壓轉換到極低輸出電壓的應用，有不同的解決方案。一個(gè)有趣的例子是從48 V轉換到3.3 V。這樣的規格不僅在信息技術(shù)市場(chǎng)的服務(wù)器應用中很常見(jiàn)，在電信應用中同樣常見(jiàn)。 圖1. 通過(guò)單一轉換步驟將電壓從48 V降至3.3 V 如果將一個(gè)降壓轉換器（降壓器）用于此單一轉換步驟，如圖1所示，會(huì )出現小占空比的問(wèn)題。占空比反映導通時(shí)間（當主開(kāi)關(guān)導通時(shí)）和斷開(kāi)時(shí)間（當主開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)）之間的關(guān)系。降壓轉換器的占空比由以下公式定義： 當輸入電壓為48 V而輸出電壓為3.3 V時(shí)，占空比約為7%。 這意味著(zhù)在1 MHz（每個(gè)開(kāi)關(guān)周期為1000 ns）的開(kāi)關(guān)頻率下，Q1開(kāi)關(guān)的導通時(shí)間僅有70 ns。然后，Q1開(kāi)關(guān)斷開(kāi)930 ns，Q2導通。對于這樣的電路，必須選擇允許最小導通時(shí)間為70 ns或更短的開(kāi)關(guān)穩壓器。如果選擇這樣一種器件，又會(huì )有另一個(gè)挑戰。通常，當以非常小的占空比運行時(shí)，降壓調節器的高功率轉換效率會(huì )降低。這是因為可用來(lái)在電感中存儲能量的時(shí)間非常短。電感器需要在較長(cháng)的關(guān)斷時(shí)間內供電。這通常會(huì )導致電路中的峰值電流非常高。為了降低這些電流，L1的電感需要相對較大。這是由于在導通時(shí)間內，一個(gè)大電壓差會(huì )施加于圖1中的L1兩端。 在這個(gè)例子中，導通時(shí)間內電感兩端的電壓約為44.7 V，開(kāi)關(guān)節點(diǎn)一側的電壓為48 V，輸出端電壓為3.3 V。電感電流通過(guò)以下公式計算： 如果電感兩端有高電壓，則固定電感中的電流會(huì )在固定時(shí)間內上升。為了減小電感峰值電流，需要選擇較高的電感值。然而，更高的電感值會(huì )增加功率損耗。在這些電壓條件下，ADI 的高效率 LTM8027 μModule®穩壓器在4 A輸出電流時(shí)僅實(shí)現80%的功率效率。 目前，非常常見(jiàn)且更高效的提高功率效率的電路解決方案是產(chǎn)生一個(gè)中間電壓。圖2顯示了一個(gè)使用兩個(gè)高效率降壓調節器的級聯(lián)設置。第一步是將48 V電壓轉換為12 V，然后在第二轉換步驟中將該電壓轉換為3.3 V。當從48 V降至12 V時(shí)，LTM8027 μModule穩壓器的總轉換效率超過(guò)92%。第二轉換步驟利用LTM4624將12 V降至3.3 V，轉換效率為90%。這種方案的總功率轉換效率為83%，比圖1中的直接轉換效率高出3%。 圖2. 電壓分兩步從48 V降至3.3 V，包括一個(gè)12 V中間電壓 這可能相當令人驚訝，因為3.3 V輸出上的所有功率都需要通過(guò)兩個(gè)獨立的開(kāi)關(guān)穩壓器電路。圖1所示電路的效率較低，原因是占空比較短，導致電感峰值電流較高。 比較單步降壓架構與中間總線(xiàn)架構時(shí)，除功率效率外，還有很多其他方面需要考慮。但是，本文只打算討論功率源轉換效率的重要方面。這個(gè)基本問(wèn)題的另一種解決方案是采用新型混合降壓控制器LTC7821。它將電荷泵動(dòng)作與降壓調節結合在一起。這使得占空比達到2 × VIN/VOUT，因此可以在非常高的功率轉換效率下實(shí)現非常高的降壓比。 中間電壓的產(chǎn)生對于提高特定電源的總轉換效率可能相當有用。為了提高圖1中極小占空比下的轉換效率，業(yè)界進(jìn)行了大量開(kāi)發(fā)工作。例如，可以使用非�？焖俚腉aN開(kāi)關(guān)來(lái)降低開(kāi)關(guān)損耗，從而提高功率轉換效率。然而，這種解決方案的成本目前還高于級聯(lián)解決方案（例如圖2所示）。 若需獲得更多資訊，歡迎前往儀商城進(jìn)行了解 |
