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Solving the Cable TV Infrastructure Downstream Transmitter Challenge 作者：Simon Whittle，ADI 技術(shù)項目經(jīng)理 摘要 針對用戶(hù)需要更快互聯(lián)網(wǎng)連接的趨勢，有線(xiàn)電視行業(yè)已開(kāi)發(fā)新的網(wǎng)絡(luò )架構，以便為用戶(hù)提供數Gb服務(wù)。該光纖深入方法采用遠程PHY設備(RPD)，通過(guò)使用數字光纖將關(guān)鍵硬件移到更靠近用戶(hù)的位置。這可與無(wú)線(xiàn)（蜂窩）網(wǎng)絡(luò )中的遠程射頻頭相媲美，可節約空間，減少前端散熱，但也為遠程設備帶來(lái)了新的設計挑戰。 雖然有線(xiàn)電視信號絕對頻率較低，但其帶寬比無(wú)線(xiàn)信號寬得多，從108 MHz到1218 MHz擴展了幾個(gè)倍頻程，并具有多個(gè)帶內諧波。RPD讓設計人員面臨諸多挑戰，包括RF和混合信號硬件必須涵蓋更寬的頻率范圍，具有更高的RF功率、更低的底噪和更好的線(xiàn)性度，同時(shí)消耗更少的直流功耗。每個(gè)下行末級RF放大器的功率通常為18 W，對于4端口系統，這大約是通常能夠提供給RPD（由RPD消耗）的140 W至160 W功率預算的50%。 將ADI的有線(xiàn)電視數字預失真(DPD)效率增強技術(shù),應用于DPD優(yōu)化功率倍增器(ADCA3992),并結合先進(jìn)的高速數據轉換器技術(shù)，利用單個(gè)DAC（例如AD9162）和單個(gè)ADC（如AD9208）, 以及高度集成的時(shí)鐘解決方案(HMC7044)，來(lái)實(shí)現全頻帶DPD。 本文介紹遠程PHY的演進(jìn)，以及ADI公司如何使用專(zhuān)有DPD并將ADI的算法和IP內核集成到OEM的現有FPGA部署中來(lái)解決效率和線(xiàn)性度挑戰。 背景知識 自從60多年前作為社區接入電視(CATV)引入，有線(xiàn)電視已從簡(jiǎn)單的單向（僅下行）模擬鏈路發(fā)展為復雜的多模、多頻道雙向系統（包括上行或反向路徑），支持模擬電視、基于IP的標清(SD)和高清(HD)數字電視以及高速數據互聯(lián)網(wǎng)下載和上傳。這些服務(wù)由多個(gè)系統運營(yíng)商(MSO)提供。 有線(xiàn)數據和數字電視服務(wù)把使用CableLabs及相關(guān)參與公司制定的有線(xiàn)電纜數據系統接口規范(DOCSIS)的數據提供給消費者。前端系統（電纜調制解調器終端系統或CMTS）的配置經(jīng)過(guò)了多次演進(jìn)，包括添加EdgeQAM調制器作為獨立單元，或與CMTS集成為有線(xiàn)電視融合接入技術(shù)平臺(CCAP)的一部分。對下行數據容量的需求現在正以約50%的復合年增長(cháng)率(CAGR)增加，這意味著(zhù)需求約每21個(gè)月翻一番。1為了滿(mǎn)足這種需求，自從1997年發(fā)布DOCSIS 1.0以來(lái)，下行數據速率已從40 Mbps增加到1.2 Gbps（通過(guò)廣泛部署實(shí)施DOCSIS 3.0）。 這些下行數據速率的提高通過(guò)結合使用多項技術(shù)來(lái)實(shí)現，包括頻道綁定、更復雜的調制（從64 QAM移至256 QAM）和更高的下行頻率上限（從550 MHz至750 MHz至1002 MHz）。在美國，所有這些都是在保留傳統模擬電視服務(wù)6 MHz頻道規劃的情況下實(shí)現的（EuroDOCSIS和C-DOCSIS為8 MHz），但為了支持高達10 Gbps的下行速率，有必要做出更根本的改變，于是在2013年，發(fā)布了DOCSIS 3.1標準。在保留對傳統標準支持的同時(shí)，DOCSIS 3.1采用頻譜效率更高的正交頻分多路復用(OFDM)技術(shù)，頻道帶寬高達190 MHz，支持高達4096 QAM。此外，下行頻率范圍的頻率上限增加了超過(guò)20%，達到1218 MHz，并可選擇擴展到1794 MHz。 但有一點(diǎn)始終沒(méi)有改變，都是使用具有75 Ω阻抗的同軸電纜物理連接到用戶(hù)電纜調制解調器。在20世紀90年代之前，系統前端和用戶(hù)之間使用100%同軸電纜，但最新部署為混合光纖銅纜(HFC)。在HFC中，模擬電光轉換器連接到前端的同軸輸出；然后信號通過(guò)光纖傳輸至靠近服務(wù)區的節點(diǎn)，再通過(guò)光電轉換器，最終經(jīng)同軸電纜分配給用戶(hù)。通過(guò)架空或地下電纜與用戶(hù)的這最后一英里連接成為系統瓶頸，但升級到光纖到戶(hù)(FTTH)鏈路的成本很高且具有破壞性，因此有線(xiàn)電視MSO決定充分利用現有的同軸電纜資產(chǎn)。與雙絞線(xiàn)電話(huà)線(xiàn)相比，同軸電纜提供了一個(gè)相對良好的環(huán)境，本身能夠屏蔽干擾或串擾，并且因阻抗不匹配產(chǎn)生適度的信號反射。但是，從節點(diǎn)到最遠用戶(hù)達1200英尺的典型距離下，頻率相關(guān)損耗特征明顯（108 MHz和1002 MHz之間存在近17 dB的斜率），需要插入具有高通響應的RF濾波器進(jìn)行預加重或傾斜。 在典型的HFC部署中（如圖1所示），從光纖節點(diǎn)連接的一根主干同軸電纜可服務(wù)數百個(gè)用戶(hù)，通過(guò)多路RF分路器將信號分配給子組，然后通過(guò)分接頭將分接電纜連接到個(gè)人用戶(hù)。在典型的節點(diǎn)+ n系統中，寬帶升壓放大器以固定的間隔插入網(wǎng)絡(luò )中，以放大信號電平，確保電纜調制解調器處具有足夠的信噪比(SNR)。 為用戶(hù)提供更大的數據容量 DOCSIS干線(xiàn)電纜上的可用數據帶寬由所有連接用戶(hù)共享，并可通過(guò)兩種方式為所有用戶(hù)提供更多帶寬： ► 提高通過(guò)電纜傳輸的數據速率 ► 減少連接到電纜的用戶(hù)數量 如前所示，通過(guò)使用頻道綁定、更高階的調制方案以及擴展頻譜以提供更多的頻道，可提高關(guān)鍵信息(headline)數據速率。但是，增加下行容量只是解決方案的一部分，因此，網(wǎng)絡(luò )架構也在不斷發(fā)展以減少連接到節點(diǎn)的用戶(hù)數量，最初是通過(guò)節點(diǎn)分割來(lái)實(shí)現的，將支持的用戶(hù)數量從最多2000減少到不足500。這種方法有效但成本很高。節點(diǎn)分割的替代方法是修改網(wǎng)絡(luò )架構，通過(guò)使用帶數字光纖鏈路的分布式接入架構(DAA)將物理層(PHY)與CCAP分離，如圖2所示。遠程PHY硬件包含下行調制和RF級以及上行RF級和解調。從CCAP中移除體積龐大且耗電的PHY組件，在前端位置放一個(gè)邊緣路由器也能實(shí)現虛擬CCAP。 數字光纖的性能遠遠高于模擬光纖，且覆蓋范圍更大（能夠更靈活地確定節點(diǎn)位置），并且單根光纖支持大約5倍的波長(cháng)。DAA方法還消除了傳統HFC網(wǎng)絡(luò )中的電光和光電轉換。這些轉換限制了光節點(diǎn)輸出信號的動(dòng)態(tài)范圍：模擬轉換的底噪和線(xiàn)性度都會(huì )影響調制誤差率(MER)，這將決定是否能夠支持高數據速率所需的高階調制。 挑戰是什么？ 光纖深入架構將通過(guò)更小的服務(wù)組規模、更自由的頻譜分配和更好的線(xiàn)路末端SNR和MER（DOCSIS 3.1中實(shí)現高階調制所必需的），來(lái)提升每個(gè)用戶(hù)的容量。由于數字光纖和新硬件的位置相對靠近用戶(hù)，因此還有機會(huì )提供補充服務(wù)節點(diǎn)，如在遠程PHY節點(diǎn)上添加Wi-Fi接入點(diǎn)。但是，這也會(huì )給下行模擬傳輸鏈帶來(lái)幾個(gè)新的設計挑戰。 
圖1.使用HFC部署有線(xiàn)電視
圖2.使用遠程PHY部署有線(xiàn)電視 DOCSIS 3.1標準將下行頻率上限從1002 MHz擴展到1218 MHz，意味著(zhù)必須傳輸相當于35個(gè)額外的6 MHz頻率通道，且向上傾斜度從17 dB增加到21 dB，如圖3所示。 任何新系統都需要與現有部署保持兼容，因此最高DOCSIS 3.0頻道中的功率（以999 MHz為中心）必須保持不變（通常為57 dBmV），這意味著(zhù)最高頻道（以1215 MHz為中心）中所需的RF功率為61 dBmV。由于添加了頻道，增加了傾斜度，并且電纜調制解調器需要高SNR，因此節點(diǎn)輸出端口前的最后一個(gè)有源元件，即A類(lèi)超線(xiàn)性功率放大器（功率倍增器混合）所需的輸出信號電平提高了一倍多，達到76.8 dBmV的復合電平。為了滿(mǎn)足不斷增長(cháng)的RF功率需求，混合硬件設計人員必須將每端口混合直流偏置功率從10 W左右增加到18 W，并且在某些情況下，必須將直流電源電壓從行業(yè)標準值24 V增加到34 V。由于節點(diǎn)通常支持多達4個(gè)RF端口，每個(gè)端口都有其自己的混合端口，并且通常由通過(guò)同軸電纜注入的60 V交流電源供電，這就迫使對設計做出重大更改，并產(chǎn)生了新的散熱管理問(wèn)題。 為了支持采用DOCSIS 3.1的更高階QAM方案，節點(diǎn)輸出端對MER的苛刻要求已從43 dB增加到48 dB。2在這樣高的MER要求下，DAC時(shí)鐘上的相位噪聲和雜散信號會(huì )對系統性能產(chǎn)生影響。功率倍增器直接影響MER和帶內帶外失真的主要不利因素是非線(xiàn)性失真，包含諧波和交調失真。在108 MHz至1218 MHz的倍頻程工作范圍內，存在多個(gè)帶內奇偶次諧波，而在185個(gè)D3.0載波（或等效載波）下，會(huì )產(chǎn)生一組非常復雜的IM產(chǎn)物。傾斜也有顯著(zhù)的影響，因為較高頻道中的功率比最低頻道中的功率大100多倍，所以這里會(huì )產(chǎn)生顯著(zhù)的差頻積。峰均功率比(PAPR)超過(guò)12 dB。 所有這些因素結合起來(lái)，為功率倍增器設計人員帶來(lái)了巨大的挑戰：更寬的帶寬、更高的峰均功率以及改善線(xiàn)性度。最新的A類(lèi)GaAs/GaN推挽混合器件（如ADCA3992）可滿(mǎn)足帶寬、RF功率和線(xiàn)性度要求，但RF系統設計人員所面臨的挑戰無(wú)疑是降低功耗：650 mW的RF輸出功率的直流輸入約為18 W時(shí)（等效于76.8 dBmV復合電平），直流到RF的轉換效率僅為3.6%。 系統解決方案是什么？ 一旦混合設備能夠支持所需的帶寬和功率，解決方案的第一部分就是確保輸出端口前的最后一個(gè)有源元件，即混合功率倍增器能夠獲得清晰的信號。通過(guò)使用高性能寬帶16位RF DAC（如AD9162）和低相位噪聲、低雜散輻射JESD204B兼容時(shí)鐘源（如HMC7044），可在DAC輸出端跨整個(gè)DOCSIS 3.1頻率范圍實(shí)現約52 dB MER。 解決方案的第二部分更復雜。理想情況下，任何解決方案都會(huì )既提高功率倍增器的輸出功率能力又提高M(jìn)ER，同時(shí)降低功耗，但它們幾乎是相互對立的：在恒定輸出功率下，降低功耗會(huì )使MER性能下降，或者需要損失RF功率性能，才能使MER保持不變。雖然可以使用包絡(luò )跟蹤(ET)等技術(shù)來(lái)提高效率，但創(chuàng )建非常寬的帶寬包絡(luò )信號并將ET過(guò)程產(chǎn)生的顯著(zhù)失真線(xiàn)性化將帶來(lái)額外的挑戰。 要兼顧效率和MER，具有吸引力的解決方案就是DPD，整個(gè)無(wú)線(xiàn)蜂窩行業(yè)幾乎普遍采用。數字預失真(DPD)允許用戶(hù)在更高效但非線(xiàn)性更明顯的區域中運行混合功率倍增器，然后先預先校正數字域中的失真，再將數據發(fā)送到放大器。如圖4所示，DPD在數據到達放大器之前對其進(jìn)行整形，以抵消放大器產(chǎn)生的失真，從而擴大功率倍增器的線(xiàn)性范圍。
圖3.頻率相關(guān)電纜損耗的傾斜補償
圖4.數字預失真 在擴大的線(xiàn)性工作范圍中，DPD讓放大器能夠在降低的偏置電流或電源電壓下更自由地運行（從而降低功耗），或提高M(jìn)ER和誤碼率(BER)，甚至可能同時(shí)兼顧。盡管數字預失真已廣泛應用于無(wú)線(xiàn)蜂窩基礎設施，但在電纜環(huán)境中實(shí)施數字預失真有獨特而又有挑戰性的要求。這包括對超寬帶寬應用線(xiàn)性化，盡量減少實(shí)施DPD所需的數字信號處理功耗，以及在高傾斜頻譜下工作。所有這一切只能通過(guò)對硬件、FPGA和軟件進(jìn)行適度的更改（會(huì )增加成本）來(lái)實(shí)現。 由于通過(guò)將放大器驅動(dòng)到非線(xiàn)性工作區域來(lái)提高效率，多個(gè)帶內失真產(chǎn)物給DPD帶來(lái)了獨特的挑戰。不僅是大信號帶寬，還有它在頻譜（從直流開(kāi)始僅為108 MHz）上的位置都對DPD構成了挑戰。有線(xiàn)信號的性質(zhì)與無(wú)線(xiàn)截然不同，無(wú)線(xiàn)信號其所需信號的帶寬（例如，60 MHz）比RF中心頻率（例如，2140 MHz）小很多。在典型的108 MHz至1218 MHz DOCSIS 3.1下行分配中，所需信號帶寬為1110 MHz，中心頻率為663 MHz。所有非線(xiàn)性系統都會(huì )發(fā)生諧波失真。電纜數字預失真的重點(diǎn)是帶內諧波失真產(chǎn)物。在典型的無(wú)線(xiàn)系統中，三次和五次諧波最重要，因為其他產(chǎn)物在頻帶外，可通過(guò)傳統濾波器濾除。在典型的電纜部署中，最低載波的前11個(gè)諧波都在頻帶內。 相比只需要考慮奇數次諧波的無(wú)線(xiàn)蜂窩應用，電纜應用中的偶數次和奇數次諧波均在頻帶內，可產(chǎn)生多個(gè)重疊的失真區域。這在一定程度上會(huì )對任何數字預失真解決方案的復雜性和精密性產(chǎn)生嚴重影響，因為算法必須通過(guò)簡(jiǎn)單的窄帶假設。數字預失真解決方案必須適應所有階次的諧波失真。每個(gè)階次k需要[k/2] + 1項（二階：k = 2 → 2項，三階：k = 3 → 2項，四階：k = 4 → 3項等）。在窄帶系統中，偶數階項可以被忽略，奇數階在每個(gè)目標頻帶內產(chǎn)生1個(gè)項。電纜應用中的數字預失真必須考慮奇數階和偶數階諧波失真，并且還必須考慮到每個(gè)階可能有多個(gè)重疊的帶內元素。 諧波失真校正定位 考慮到傳統窄帶數字預失真解決方案的處理在復雜的基帶處完成，我們主要關(guān)注對稱(chēng)位于載波周?chē)闹C波失真。在寬帶電纜系統中，盡管保持了位于一次諧波周?chē)哪切╉椀膶ΨQ(chēng)性，但是這一對稱(chēng)性不再適用于更高階次的諧波產(chǎn)物。
圖5.寬帶電纜應用中寬帶諧波失真的影響 如圖6a所示，傳統窄帶數字預失真在復雜基帶處完成。在這些實(shí)例中，僅一次諧波產(chǎn)物在頻帶范圍內，因此其基帶產(chǎn)物直接轉換為RF�？紤]寬帶電纜數字預失真時(shí)（圖6b），較高階次的諧波失真必須是頻率偏移，才能使上變頻后的基帶產(chǎn)物正確位于實(shí)際RF頻譜中。 圖7概要顯示了一種數字預失真的實(shí)現。在理想情況下，從數字上變頻器(DUC)（通過(guò)數字預失真）到DAC乃至通過(guò)功率倍增器的路徑將沒(méi)有帶寬限制。同樣地，觀(guān)測路徑上的ADC將對全帶寬進(jìn)行數字化。請注意，為了進(jìn)行說(shuō)明，我們擴展2倍帶寬的信號路徑；在某些無(wú)線(xiàn)蜂窩應用中，可擴展到3至5倍的帶寬。理想方案是通過(guò)數字預失真產(chǎn)生帶內項和帶外項，從而完全消除功率放大器引入的失真。需要注意的是，為了準確消除失真，需要在目標信號的帶寬之外創(chuàng )建項，這一點(diǎn)非常重要。在實(shí)際方案中，信號路徑具有帶寬限制和傾斜特性，數字預失真性能無(wú)法達到理想方案要求。 ADI公司開(kāi)發(fā)了一個(gè)完全實(shí)時(shí)、閉環(huán)、自適應電纜數字預失真解決方案，由FPGA結構中的執行器和嵌入式處理器中基于軟件的自適應機制組成。該實(shí)現方案使用Intel® Arria® 10 660 FPGA和嵌入式ARM® Cortex®處理器。DPD IP內核和ARM的功耗為5.3 W，盡管使用更新一代的FPGA或轉換為ASIC，此功率仍應低于3 W。
圖6.寬帶數字預失真復雜基帶處理中的頻率偏移要求。(a) 傳統窄帶數字預失真在復雜基帶處完成 (b) 寬帶電纜數字預失真、OOB HD必須是頻率偏移以允許RF上變頻
圖7.無(wú)帶寬限制的理想化數字預失真方案 結果 圖8顯示ADCA3992在76.8 dBmV總復合電源、34 V電源電壓、400 mA偏置電流（13.6 W直流電源）下工作的測試結果。
圖8.ADCA3992在76.8 dBmV下沒(méi)有數字預失真（藍色）和有數字預失真（橙色）時(shí)的性能 測試信號是一串DOCSIS 3.0載波，中心頻率為111 MHz至1215 MHz，傾斜度為21 dB。引入了少量的間隙，以便觀(guān)察頻帶失真�？梢钥吹�，頻帶底部失真約改善了6 dB，頻帶頂部超過(guò)8 dB。 與530 mA標稱(chēng)非數字預失真功率倍增器電流相比，直流電源節省4.4 W，那么，4端口系統節省的總功率為17.6 W減5.3 W FPGA電源，得到12.3 W。對于72 W至59.7 W的4端口系統，功耗（散熱）顯著(zhù)降低。每個(gè)倍增器的偏置電流很可能進(jìn)一步回退至350 mA (11.9 W)，同時(shí)仍達到41 dB的MER目標值，從而系統凈節省19.2 W。 結論 盡管高速移動(dòng)數據和光纖日益得到廣泛應用，但現有最后一英里網(wǎng)絡(luò )的巨大覆蓋范圍及其相對良好的電氣特性，可確保在可預見(jiàn)的未來(lái)，它們仍將是向消費者提供語(yǔ)音、視頻和數據服務(wù)的重要工具。隨著(zhù)有線(xiàn)電視網(wǎng)絡(luò )過(guò)渡到DOCSIS 3.1，并且不斷地發(fā)展，滿(mǎn)足更寬的頻率范圍、更高的功率、更好的調制精度以及更高的功效等系統性能要求變得更加困難。 數字預失真提供了一種可解決這些相互沖突需求的方式，但在電纜應用中的實(shí)施也構成了非常獨特和極具難度的挑戰。ADI已開(kāi)發(fā)出一套全面的系統解決方案來(lái)應對這些挑戰，其中包含混合信號硅（DAC、ADC和時(shí)鐘）、RF功率模塊（GaN/GaAs混合）和先進(jìn)算法。這三種技術(shù)的結合為設備制造商提供了一個(gè)靈活的高性能解決方案，能夠以最小的妥協(xié)在功耗與系統性能之間實(shí)現平衡。軟件定義線(xiàn)性化還支持原有電纜技術(shù)到新一代電纜技術(shù)的輕松過(guò)渡，新一代電纜技術(shù)中預計將包含全雙工(FD)、擴展帶寬（至1794 MHz）和包絡(luò )跟蹤(ET)。 本文借鑒了Patrick Pratt的數字預失真圖，筆者對此表示感謝。 參考資料 1 Robert L. Howald�！肮饫w前沿�！贝杭炯夹g(shù)論壇論文集，2016年。 2 有線(xiàn)電纜數據服務(wù)接口規范，DOCSIS® 3.1—物理層規范：CM-SP-PHYv3.1-I08-151210。CableLabs，2017年5月。 作者簡(jiǎn)介 Simon Whittle是通信業(yè)務(wù)部門(mén)無(wú)線(xiàn)系統部的技術(shù)項目經(jīng)理。工作地點(diǎn)在英國巴斯，主要負責有線(xiàn)電視和5G毫米波系統項目。在2012年7月加入ADI之前，Simon曾在蜂窩通信基礎設施行業(yè)工作，負責領(lǐng)導團隊開(kāi)發(fā)3G和4G遠程射頻頭技術(shù)。在此之前，他從事蜂窩、移動(dòng)無(wú)線(xiàn)電和廣播應用的接收器和高功率發(fā)射器開(kāi)發(fā)工作，并擁有多項專(zhuān)利。他于1983年畢業(yè)于英國薩里大學(xué)，是IEEE成員。 |
