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編者注：模數轉換器 (ADC) 將模擬世界與數字世界連接，因此是連接現實(shí)世界中任何電子系統的基本組件。它們也是決定系統性能的關(guān)鍵因素。本系列文章探討 ADC 的基礎知識及其類(lèi)型、應用。本系列模擬基礎知識的 第 1 部分討論了 SAR ADC。第 2 部分討論三角積分轉換器。第 3 部分探討流水線(xiàn) ADC。第 4 部介紹三角積分 ADC 如何生成超低噪聲結果。本文為第 5 部分，我們將探討 SAR ADC 的輸入驅動(dòng)難題。 許多數據采集、工業(yè)控制和儀表應用都需要超高速模數轉換器 (ADC)，而逐次逼近寄存器 (SAR) 轉換器則能完全滿(mǎn)足這一要求。然而，我們必須確保 SAR 轉換器周?chē)耐獠?a href="http://selenalain.com/keyword/電路" target="_blank" class="relatedlink">電路也能勝任這一任務(wù)，才能確保成功的轉換結果。對于 SAR 轉換器來(lái)說(shuō)，需要特別注意的關(guān)鍵端子是其模擬信號輸入端——如果不加以重視，這些輸入引腳會(huì )產(chǎn)生穩定性問(wèn)題和電容電荷"反沖"，從而導致轉換不準確并延長(cháng)信號采集時(shí)間。 在 SAR 轉換器應用中，精確控制輸入信號的解決方案在于運算放大器（運放）的驅動(dòng)。如搭配適當的輸出電阻和電容值，這些器件就是高分辨率、16 位和 20 位 SAR 轉換器系統的高精度穩健解決方案的基礎。 本文將簡(jiǎn)要討論實(shí)現穩定準確的 SAR ADC 轉換的相關(guān)問(wèn)題。然后，介紹一款合適的運放來(lái)驅動(dòng) SAR ADC，并說(shuō)明如何實(shí)現必要的輸入驅動(dòng)電路。我們將以 Analog Devices 的解決方案為例進(jìn)行說(shuō)明。 SAR ADC 輸入電路 SAR ADC 驅動(dòng)電路具有將 ADC 與其信號源隔離的運算放大器（A1 和 A2）（圖1）。在該電路中，Rext 通過(guò)"隔離"放大器的輸出級與 ADC 容性負載（CIN+ 和 CIN-）和 Cext 隔離來(lái)保持穩定。Cext 和 CREF 為 ADC 提供了一個(gè)近乎完美的輸入源，可以吸收來(lái)自 IN+、IN- 和 REF 輸入端子的開(kāi)關(guān)電荷注入。輸入端子 (IN+, IN-) 在轉換器的采集期間跟蹤輸入信號 (VSIG+, VSIG-) 的電壓，為 ADC 輸入采樣電容 CIN+ 和 CIN- 充電。 
圖1：在該電路中，Rext 將 Cext 與運放輸出級“隔離”。Cext 和 CREF 在采樣期間為差分 SAR ADC 提供電荷儲備。（圖片來(lái)源：Digi-Key Electronics） 以 Analog Device 的 AD7915 （16 位）和 AD4021（20 位）SAR ADC 為例觀(guān)察 ADC 內部，可以看到該器件使用了電荷再分配數模轉換器 (DAC)。容性 DAC 有兩個(gè)相同的二元加權電容陣列。這兩個(gè)電容陣列連接非反相和反相比較器輸入端（圖 2）。
圖 2：基于 AD7915 和 AD4021 的 SAR ADC 簡(jiǎn)化原理圖，其中 N 表示轉換器位數。（圖片來(lái)源：Digi-Key Electronics，在 Analog Devices 原始資料基礎上進(jìn)行了修改） 在采集階段，輸入端（IN+ 和 IN-）切換到電容陣列。此外，SW+ 和 SW- 閉合，將最小有效位 (LSB) 電容與地 (GND) 相連。在這種狀態(tài)下，電容陣列成為采樣電容，采集 IN+ 和 IN- 模擬信號。采集階段結束后，控制邏輯（右側）的 CNV 輸入變?yōu)楦唠娖�，啟�?dòng)轉換階段。 轉換階段開(kāi)始時(shí)，先斷開(kāi) SW+ 和 SW-，將兩個(gè)電容陣列切換到 GND。在這種配置下，捕獲的 IN+ 和 IN- 差分電壓會(huì )導致比較器變得不平衡。電荷再分配 DAC 在 GND 和 REF 之間有條不紊地將電容器陣列的每個(gè)元件從最重要的位 (MSB) 切換到 LSB。比較器輸入按二元加權電壓步長(cháng)來(lái)變化 (VREF/2N-1, VREF/2N-2...VREF/4, VREF/2)�？刂七壿媽㈤_(kāi)關(guān)從 MSB 切換為 LSB，使得比較器回到平衡狀態(tài)。這個(gè)過(guò)程結束后，ADC 返回采集階段，控制邏輯產(chǎn)生 ADC 輸出代碼。 輸入電荷注入、電路穩定性和驅動(dòng) AD7915 ADC 轉換過(guò)程的關(guān)鍵是獲取準確的輸入信號電壓。當驅動(dòng)放大器準確地向輸入電容器 CIN+ 和 CIN- 進(jìn)行充電時(shí)，ADC 數據轉換過(guò)程就會(huì )順利進(jìn)行，同時(shí)保持穩定，直至 ADC 采集時(shí)間結束。對設計者來(lái)說(shuō)，問(wèn)題在于 ADC 的輸入端引入了一個(gè)電容 (CIN+, CIN-) 以及需要驅動(dòng)放大器進(jìn)行管理的開(kāi)關(guān)噪聲或"反沖"電荷注入。 放大電路 Bode plot 可以快速估算電路穩定性。Bode plot 工具可以近似地描述放大器的開(kāi)環(huán)和系統閉環(huán)增益傳遞函數的大�。▓D 3）。
圖 3：圖 1 中的放大器開(kāi)環(huán)和閉環(huán)傳遞函數，沒(méi)有將 Rext 和 Cext 作為放大器負載，下面是 SAR ADC。（圖片來(lái)源：Digi-Key Electronics） y 軸量化了放大器電路的開(kāi)環(huán)增益 (AOL) 和閉環(huán)增益 (ACL)，其中放大器的 AOL 曲線(xiàn)從 130 分貝 (dB) 開(kāi)始，閉環(huán)增益 ACL 等于 0dB。沿 X 軸的單位以對數形式量化了從 100 赫茲 (Hz) 到 1 千兆赫茲 (GHz) 的開(kāi)環(huán)和閉環(huán)增益頻率。 在圖 3 中，放大器在大約 220Hz (fO) 時(shí)的直流開(kāi)環(huán)增益以 -20dB/十倍頻程的速度從 130dB 下降。隨著(zhù)頻率的增加，這種衰減在持續并在大約 180 兆赫茲 (MHz) 時(shí)跨過(guò) 0dB。由于這條曲線(xiàn)表示單極系統，所以分頻器頻率 fU 等于單位增益穩定放大器的增益帶寬乘積 (GBWP)。該圖代表一個(gè)穩定的系統，因為 AOL 和 ACL 的截止率是 20dB/十倍頻程。 加入 Rext 和 Cext 以及 SAR ADC 后，通過(guò)創(chuàng )建系統零點(diǎn)和極點(diǎn)來(lái)修改放大器電路（圖 4）。該系統包括一個(gè) 16 位、每秒 1 兆次 (MSPS) 的 AD7915 差分 PulSAR ADC 和一個(gè) 180 MHz、軌至軌輸入/輸出 ADA4807-1 放大器，該器件由 Analog Devices 提供。由于存在 30 皮法 (pF)（典型值）的 ADC 輸入電容負載，放大器和 ADC 的組合需要 Rext。該電路還需要 Cext 作為充電筒，在 ADC 輸入端提供足夠的電荷，以準確匹配輸入電壓。
圖 4：所示為兩個(gè)ADA4807 運算放大器驅動(dòng)具有兩對獨立 Rext/Cext 的 AD7915 SAR ADC 的 Bode 圖響應。fP1 和 fZ1 轉折頻率改變了放大器的開(kāi)環(huán)增益，形成穩定的系統響應。fP2 和 fZ2 的轉折頻率改變了放大器的開(kāi)環(huán)增益，形成了一個(gè)略微穩定的響應。（圖片來(lái)源：Digi-Key Electronics） 如圖 4 所示，由于電路在初始采集時(shí) ADC 的電容負載和 ADC 的開(kāi)關(guān)電荷注入，有可能發(fā)生振蕩。Rext/Cext 放大器輸出元件所產(chǎn)生的額外極點(diǎn)和零點(diǎn)保證了系統穩定，所以開(kāi)環(huán)和閉環(huán)增益曲線(xiàn)交點(diǎn)大于 20dB/十倍頻程，使相位裕度小于 45°。這種配置與 fP2 和 fZ2 一起構成一個(gè)不穩定電路。 為避免不穩定，在評估電路中帶有 Rext 和 Cext 的放大器開(kāi)環(huán)增益曲線(xiàn)時(shí)，設計人員需要考慮放大器的開(kāi)環(huán)輸出電阻 RO 的影響。阻值為 50 歐姆 (W) 的RO 與 Rext、Cext 的組合通過(guò)引入一個(gè)極點(diǎn)（fP，公式 1）和一個(gè)零點(diǎn)（fZ，公式 2）來(lái)修正開(kāi)環(huán)響應曲線(xiàn)。RO、Rext 和 Cext 的值決定了 fP 的轉折頻率。Rext 和 Cext 的值決定了零轉折頻率 fZ。
fP 和 fZ 的計算結果是： fP1 = 842 kHz fZ1 = 2.95 MHz 其中：RO = 50 W Rext = 20 W Cext = 2.7 納法拉 (nF) fP2 = 22.7 MHz fZ2 = 79.5 MHz 其中：RO = 50 W Rext = 20 W Cext = 0.1 nF 上述 fP1 和 fZ1 的值使 AD7915 和 ADA4807-1 成為一個(gè)穩定的系統。 驅動(dòng) Easy Drive AD4021 SAR ADC AD7915 的替代產(chǎn)品是 AD4021 20 位 1 MSPS Easy Drive SAR 轉換器。AD4021 器件系列將輸入反沖和輸入電流顯著(zhù)降低至 0.5 微安 (μA)/MSPS。Easy Drive 器件的特點(diǎn)是能降低功耗和信號鏈復雜性。 AD4021 的模擬輸入端采用了能夠降低典型開(kāi)關(guān)式電容 SAR 輸入非線(xiàn)性電荷反沖的電路。因為減少了反沖并延長(cháng)了采集階段，因此可以使用較低帶寬、較低功率的驅動(dòng)放大器（圖 5）。
圖 5：AD4021 的輸入電路和采集時(shí)序降低了反沖開(kāi)關(guān)電流，放寬了驅動(dòng)放大器的嚴格要求。（圖片來(lái)源：Analog Devices） 減少反沖并延長(cháng)采集時(shí)間，也使得輸入電阻電容 (RC) 濾波器中的 Rext 電阻值增大，Cext 電容相應減小。這種較小的 Cext 放大器負載組合提高了穩定性，降低了功耗。 使用單路 5 伏電源的 AD4021 的推薦連接圖似乎具有類(lèi)似電路圖。但對放大器的要求降低了，Rext/Cext（R 和 C）的值更�。▓D 6）。
圖 6：AD4021 和 ADA4807-1 的典型應用圖，由單路 5 伏電源供電，與以上論的 AD7915 驅動(dòng)相比，對放大器的要求更低，Rext 值更大。（圖片來(lái)源：Analog Devices） 圖 6 中，基于 SAR 的 AD4021 也采用了電荷再分配采樣 DAC。ADC 有一個(gè)板載轉換時(shí)鐘和串行時(shí)鐘。因此，轉換過(guò)程不需要同步時(shí)鐘 (SCK) 輸入。這種時(shí)鐘配置可以延長(cháng)采集時(shí)間，通過(guò)為輸入信號提供更長(cháng)的時(shí)間使其建立至最終值，從而提高精度。 AD7915 和 AD4021 的驅動(dòng)放大器主要考慮的是噪聲，因為放大器/Rext/Cext 組合必須從滿(mǎn)量程階躍到 16 位水平 (0.0015%, 15ppm) 的 AD7915，以及 20 位水平 (0.00001%, 1ppm) 的 AD4021。 為了保持 AD7915 和 AD4021 的信噪比( SNR) 性能，驅動(dòng)放大器的噪聲必須小于 ADC 噪聲的三分之一。AD4021 的噪聲為 60 微伏有效值 (mVrms)，這就要求放大器/Rext/Cext 組合的噪聲小于 20mVrms。AD4021 的噪聲為 31.5 mVrms，這就要求放大器/Rext/Cext 組合的噪聲小于10.5 mVrms。 Analog Devices 的精密 ADC 驅動(dòng)器工具可幫助設計人員快速計算出正確的 Rext 和 Cext 值。通過(guò)選定的驅動(dòng)器和 ADC，該工具可以模擬電路的建立時(shí)間、噪聲和失真行為。 結語(yǔ) SAR ADC 將繼續在超高速數據采集、工業(yè)控制和儀器儀表應用中占據主導地位。然而，我們需要考慮這類(lèi)器件的外部輸入電路——驅動(dòng)放大器和輸入濾波器，以適應潛在的開(kāi)關(guān)電荷注入和放大器穩定性問(wèn)題。 大多數 SAR 轉換器（如 AD7916 和 AD4021）精確控制輸入信號的解決方案都依賴(lài)運放驅動(dòng)器，如本示例中的 ADA4807-1。如圖所示，這類(lèi)器件在適當的輸出電阻和電容值的支持下形成一個(gè)堅實(shí)的基礎，然后在此基礎上建立一個(gè)高精度、穩健、高分辨率、16 位或 20 位 SAR 轉換器系統。 來(lái)源：Digi-Key |
