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作者：Alexandr Ikriannikov，研究員；Laszlo Lipcsei，產(chǎn)品應用總監 ADI公司 摘要 48 V配電在數據中心和通信應用中很常見(jiàn)，有許多不同的解決方案可將48 V降壓至中間電壓軌。最簡(jiǎn)單的方法可能是降壓拓撲，它可以提供高性能，但功率密度往往不足。使用耦合電感升級多相降壓轉換器可以大幅提高功率密度，這種方案與先進(jìn)的替代方案不相上下，同時(shí)保持了巨大的性能優(yōu)勢。多相耦合電感的繞組之間反向耦合，因而各相電流中的電流紋波可以相互抵消。這種優(yōu)勢可以用來(lái)?yè)Q取效率的改善，或者尺寸的減小和功率密度的提高等。本文介紹了一個(gè)示例，其磁元件的體積和重量只有原來(lái)的1/4，使得1.2 kW解決方案符合1/8磚的行業(yè)標準尺寸，并且峰值效率高于98%。本文還重點(diǎn)討論了如何根據耦合電感的品質(zhì)因數(FOM)優(yōu)化48 V拓撲。專(zhuān)注于DC-DC轉換領(lǐng)域的工程師將會(huì )對此感興趣。 引言 48 V配電軌通常會(huì )降壓至某個(gè)中間電壓，往往是12 V或更低，然后不同的本地負載點(diǎn)穩壓器直接向不同負載提供各種不同的電壓。對于48 V至12 V降壓調節器，首選之一是多相降壓轉換器（圖1）。這種解決方案提供穩壓VO和快速瞬態(tài)性能，很容易實(shí)現且成本較低。對于幾百瓦到>1 kW的功率范圍，可以考慮四相并聯(lián)。然而，高效率通常是一個(gè)優(yōu)先考慮因素，與12 V甚至5 V輸入的較低電壓應用相比，48 V轉換器為了保持低開(kāi)關(guān)損耗，開(kāi)關(guān)頻率通常相對較低。這會(huì )在“伏特×秒”方面對磁元件造成雙重損害，因為已經(jīng)很明顯的電壓也會(huì )作用相對較長(cháng)的時(shí)間。因此，與較低電壓應用相比，48 V的磁元件通常體積較大，并使用多匝繞組來(lái)承受顯著(zhù)提高的“伏特×秒”。48 V降壓轉換器仍然可以實(shí)現高效率，但整體尺寸通常相當大，其中電感占據了大部分體積。 基本48 V至12 V ~1 kW降壓轉換器具有四相，使用6.8 μH分立電感，開(kāi)關(guān)頻率為200 kHz。這四個(gè)電感是目前最大和最高的元件，占解決方案體積的大部分。本文的目標是保持或提高此初始設計所實(shí)現的高效率，但顯著(zhù)減小磁元件的尺寸。 常規降壓轉換器各相的電流紋波可由公式1求出，其中占空比為D = VO/VIN，VO為輸出電壓，VIN為輸入電壓，L為電感值，Fs為開(kāi)關(guān)頻率。 
圖1.使用分立電感的四相降壓轉換器。 用漏感為L(cháng)k且互感為L(cháng)m的耦合電感1-7代替分立電感(DL)，CL（耦合電感）中的電流紋波可表示為公式2。6 FOM表示為公式3，其中Nph為耦合相數，ρ為耦合系數（公式4），j為運行指數，僅定義占空比的適用區間（公式5）。
CL考慮因素 改進(jìn)的第一步是針對耦合系數Lm/Lk的幾個(gè)實(shí)際合理值繪制Nph = 4的FOM曲線(xiàn)（圖2）。紅色曲線(xiàn)Lm/Lk = 0表示分立電感的FOM = 1基線(xiàn)。已經(jīng)證明，漏感非常低的陷波CL (NCL)結構一般能實(shí)現非常高的Lm/Lk，因此FOM值也很高。8,9然而，雖然在理想情況下目標占空比正好位于第一陷波D = 12 V/48 V=0.25，但有必要考慮VIN和VO的某個(gè)范圍。有時(shí)候，標稱(chēng)VIN可以是48 V或54 V加上一些容差，VO可以調整為遠離12 V，等等。如果占空比在D = 0.25附近的某個(gè)范圍內變化，為使電流紋波始終受到抑制，應選擇具有相當大漏感的典型CL設計，而不是NCL，但FOM值仍然相當大。假設Lm/Lk > 4，與DL基線(xiàn)相比，減小CL中的電感值可能使圖2中的FOM提高約6倍。減少能量存儲會(huì )直接影響所需的磁元件體積。因此，將DL = 6.8 μH降低為CL = 1.1 μH應有利于減小尺寸。
圖2.針對一些不同Lm/Lk值，4相CL的FOM與占空比D的函數關(guān)系。突出顯示了目標區域。
圖3.DL = 6.8 μH和CL = 4 × 1.1 μH（VIN = 48 V且Fs = 200 kHz）時(shí)的電流紋波與VO的函數關(guān)系。突出顯示了目標區域。 圖3顯示了相應的電流紋波，比較了VIN = 48 V和Fs = 200 kHz條件下的基線(xiàn)設計DL = 6.8 μH與建議的4相CL = 4 × 1.1 μH (Lm = 4.9 μH)。在目標區域中，CL的電流紋波與DL的電流紋波相似或更小。這意味著(zhù)所有電路波形的均方根相似，傳導損耗也相似。相同Fs時(shí)的相同紋波還意味著(zhù)開(kāi)關(guān)損耗、柵極驅動(dòng)損耗等也相同，因此這兩種解決方案的效率應該非常相似（假設DL和CL電感損耗的貢獻相似，這是唯一的區別）。
圖4.四個(gè)DL = 6.8 μH電感（上方）被替換為CL = 4 × 1.1 μH（下方），體積減小到原來(lái)的1/4。
圖5.48 V至12 V調節第一級。元件放置在PCB正面的1/4磚輪廓內。將所有~1 mm元件移至底部：1/8磚。 圖4顯示了設計的CL = 4 × 1.1 μH，其取代了四個(gè)DL = 6.8 μH電感。5每個(gè)DL的尺寸為28 mm × 28 mm × 16 mm，假設它們彼此間隔0.5 mm，那么尺寸為56.5 mm × 18 mm × 12.6 mm的4相CL可使磁元件體積減小到原來(lái)的1/4。圖5顯示了完整的1.2 kW 48 V至12 V調節解決方案，PCB單面上的元件位于1/4磚輪廓內。CL尺寸和封裝經(jīng)過(guò)專(zhuān)門(mén)設計，兩個(gè)CL元件可以安放在行業(yè)標準四分之一磚尺寸內。將所有~1 mm元件（FET、控制器IC、陶瓷電容等）放置在PCB底部，從而實(shí)現1/8磚尺寸的1.2 kW解決方案。 性能改善 當DL = 6.8 μH電感變?yōu)镃L = 4 × 1.1 μH時(shí)，電感中的電流擺率限制也改善了6倍，這有助于改善瞬態(tài)性能。除此之外，盡管磁元件總體積減少到原來(lái)的1/4，但100°C時(shí)的電感飽和額定值提高了約2倍。 圖6顯示了建議的VIN = 48 V解決方案（輸出VO = 12 V）的瞬態(tài)性能。正如所料，對于變化的負載電流，反饋將輸出電壓調節至預設值，同時(shí)補償輸入電壓的任何變化。
圖6.75 A負載階躍下VO = 12 V輸出(CL = 4× 1.1 μH)時(shí)的瞬態(tài)性能。 所實(shí)現的效率如圖7所示，它可能是首要的性能參數。它與先進(jìn)的行業(yè)解決方案進(jìn)行了比較：48 V至12 V（固定4:1降壓）LLC，初級側和次級側均有矩陣變壓器和GaN FET。10所實(shí)現的滿(mǎn)載效率為97.6%，而基準效率為96.3%。這意味著(zhù)在全功率下?lián)p耗減少16.6 W，建議的解決方案實(shí)現了1.6倍的改進(jìn)。當效率已經(jīng)如此之高時(shí)，損耗要降低如此大的幅度通常很難實(shí)現。 尺寸和效率之間的權衡當然是可能的。圖8比較了CL = 4 × 1.1 μH（磁元件尺寸減小到DL的1/4）和更大的CL = 4 × 3 μH（電感體積僅減小到DL的1/2）的效率。物理尺寸較大的CL = 4 × 3 μH具有較高的漏感Lk = 3 μH和較大的互感Lm = 10 μH。這使得Fs可以輕松降低至110 kHz，從而大幅提升整個(gè)負載范圍內的效率。
圖7.與1/8磚尺寸的先進(jìn)48 V至12 V解決方案的效率比較。
圖8.使用耦合電感的建議48 V至12 V解決方案的效率與尺寸權衡。 結語(yǔ) 利用耦合電感的優(yōu)勢，48 V至12 V解決方案將磁元件總尺寸減小到基本分立電感的1/4，以行業(yè)標準的1/8磚尺寸實(shí)現了1.2 kW功率。在磁元件尺寸減小4倍的同時(shí)，它保持了出色的效率性能，瞬態(tài)電感電流擺率提高了6倍，電感Isat額定值提高了2倍。 與同樣尺寸的業(yè)界先進(jìn)48 V至12 V解決方案相比，它在全功率下的損耗降低了約1.6倍。如果磁元件尺寸的減小幅度可以不那么大，效率還能進(jìn)一步提高。 同時(shí)，建議的解決方案提供出色的穩壓輸出，可直接放在客戶(hù)母板上，并利用標準硅FET進(jìn)一步優(yōu)化成本。與之相比，采用全GaN FET的非穩壓4:1 LLC是作為單獨模塊制造的，并使用具有多層、敏感布局和嵌入式矩陣變壓器的專(zhuān)用PCB。 整體性能改善體現了ADI耦合電感專(zhuān)利IP的優(yōu)勢，我們很高興將其提供給眾多客戶(hù)用于DC-DC應用。 參考資料 1 Aaron M. Schultz和Charles R. Sullivan�！皫я詈细袘@組的電壓轉換器及相關(guān)方法�！泵绹鴮�(zhuān)利6,362,986，2001年3月。 2 Jieli Li。 “DC-DC轉換器中的耦合電感設計�！贝T士論文，2001年，達特茅斯學(xué)院。 3 Pit-Leong Wong、Peng Xu、P. Yang和F. C. Lee。 “采用耦合電感的交錯VRM的性能改進(jìn)�！薄禝EEE電源電子會(huì )刊》，第16卷第4期，2001年7月。 4 Yan Dong。 “負載點(diǎn)應用中多相耦合電感降壓轉換器的研究�！辈┦空撐�，2009年，美國弗吉尼亞理工學(xué)院暨州立大學(xué)。 5 Alexandr Ikriannikov。 “漏感控制得到改進(jìn)的耦合電感�！泵绹鴮�(zhuān)利8,102.233，2009年1月。 6 Alexandr Ikriannikov和Di Yao。 “解決耦合電感中的鐵損問(wèn)題�！盓lectronic Design News，2016年12月， 7 Alexandr Ikriannikov。 “耦合電感的基礎知識和優(yōu)勢�！盇DI公司，2021年。 8 Alexandr Ikriannikov。 “多相DC-DC應用中磁元件的演變和比較�！盜EEE應用電源電子會(huì )議，2023年3月。 9 Alexandr Ikriannikov和Di Yao。 “采用多相磁元件的轉換器：TLVR與CL和新穎優(yōu)化結構之比較�！盤(pán)CIM Europe，2023年5月。 10 “EPC9174-評估板�！盓fficient Power Conversion Corporation。 關(guān)于作者 Alexandr Ikriannikov是ADI公司通信和云電源團隊的研究員。他于2000年獲得加州理工學(xué)院電氣工程博士學(xué)位，在那里他跟隨Cuk博士學(xué)習電力電子學(xué)。他開(kāi)展了多個(gè)研究生項目，從AC/DC應用的功率因數校正到適用于火星探測器的15 V至400 V DC/DC轉換器。研究生畢業(yè)后，他加入Power Ten，重新設計和優(yōu)化大功率AC/DC電源，然后在2001年加入Volterra Semiconductor，專(zhuān)注于低壓大電流應用和耦合電感器。Volterra于2013年被Maxim Integrated收購，Maxim Integrated現在是ADI公司的一部分。目前，Alexandr是IEEE的高級會(huì )員。他擁有60多項美國專(zhuān)利，還有多項專(zhuān)利正在申請中，并撰寫(xiě)發(fā)表了多篇電力電子技術(shù)論文。 Laszlo Lipcsei是ADI公司通信和云電源團隊的總監。他擁有布加勒斯特理工大學(xué)自動(dòng)化和計算機工程碩士學(xué)位。他于2000年加入O2Micro，專(zhuān)注于電源轉換和電池管理IC的定義和開(kāi)發(fā)工作。2015年，Laszlo加入Maxim Integrated研發(fā)團隊，率領(lǐng)團隊開(kāi)展軟件定義電池的定義和系統開(kāi)發(fā)。他的團隊還開(kāi)發(fā)了無(wú)線(xiàn)BMS概念驗證電池組，并在2020年CES展會(huì )上進(jìn)行了展示。自2020年初以來(lái)，他一直專(zhuān)注于多相和48 V電源轉換架構開(kāi)發(fā)。Laszlo擁有50多項專(zhuān)利，還有多項專(zhuān)利正在申請中。 |
