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作者：Matthew Hann，TI精密模擬和傳感應用經(jīng)理 心電圖 (ECG) 學(xué)是一門(mén)將心臟離子去極(ionic depolarization) 后轉換為分析用可測量電信號的科學(xué)。模擬電子接口到電極/患者設計中最為常見(jiàn)的難題之一便是優(yōu)化右腿驅動(dòng) (RLD) ，其目的是實(shí)現較高的共模性能和穩定性。利用 SPICE 分析，可大大簡(jiǎn)化這一設計過(guò)程。 在 ECG 前端中，RLD 放大器具有 Vref 的共模電極偏置，并反饋經(jīng)過(guò)反相處理的共模噪聲信號 (enoise_cm)，以降低測量放大器增益級輸入端總噪聲。圖 1 中，源 ECGp 和 ECGn 被分離開(kāi)，目的是表明 RLD 放大器如何為一部分 ECG信 號提供共模參考點(diǎn)，而這一部分 ECG 信號可在測量放大器 (INA) 的正負輸入端看到。左臂、右臂和右腿的并聯(lián) RC 組合，代表了集總無(wú)源電極連接阻抗（本文后面部分以 52kΩ 和 47nf 表示）。假設 enoise 以寄生方式耦合至輸入，則 enoise_cm 的反饋會(huì )降低每個(gè)輸入端的總噪聲信號，并使用外部方法過(guò)濾剩余噪聲，或者利用測量放大器的共模抑制比 (CMRR) 來(lái)對其進(jìn)行抑制。 
圖1 LEAD I 和RLD 簡(jiǎn)易連接 在圖 2、3 和 4 中，我們可以看到共模抑制變化情況，表明共模測試電路具有不同的RLD 放大器增益。這些圖表明，無(wú)反饋電阻器（即增益無(wú)限）時(shí)達到最佳低頻 CMRR；但是，在現實(shí)世界中，對于那些要求在某條輸入放大器引線(xiàn)被拔掉后 RLD 放大器仍能線(xiàn)性運行的應用來(lái)說(shuō)，去除 DC 通路和/或將 RF 設置為某個(gè)高值或許并不實(shí)際。 、
圖2 CMRR與RLD增益的關(guān)系
圖3CMRR 圖與頻率和RLD 增益(RF) 的關(guān)系
圖4 MCRR RLD 與無(wú)RLD 的關(guān)系
圖5小信號脈沖測試電路
圖6 圖5輸出的曲線(xiàn)圖 一旦確定 RLD 放大器的增益，便可使用圖 5 所示測試電路，并在環(huán)路中注入一個(gè)小信號階躍，然后監視輸出響應情況。這時(shí)，響應（圖 6 所示）顯示出強輸出振蕩，表明環(huán)路中出現不穩定性。引起這種不穩定的主要反饋通路是 RLD 放大器周?chē)纳眢w/電極/測量放大器反饋通路。圖 7 所示測試電路，允許在一個(gè)波特圖上單獨分析 RLD 放大器的反饋和開(kāi)環(huán)增益 (AOL) 曲線(xiàn)圖。
圖7電極/測量放大器反饋測試電路 圖9所示 1/β（反饋）曲線(xiàn)圖代表了圖 7 模擬結果。請注意，在沒(méi)有外部補償網(wǎng)絡(luò )時(shí)，1/β 曲線(xiàn)接近 AOL 曲線(xiàn)，且接近速率 (ROC) >20dB/dec，其表明存在不穩定性（證明過(guò)程，在此不作討論）。要解決這個(gè)問(wèn)題，需在 RLD 放大器的局部反饋中添加一個(gè)串聯(lián) Rc 和 Cc（圖 9 所示 Zc），這樣總 1/β 便與 AOL 曲線(xiàn)交叉，其接近速率 (ROC) ≤ 20dB/dec，且環(huán)路增益相補角> 45°（圖 12）。之后，Zc 成為 20k-30kHz 之間的主要反饋通路。圖 11 顯示了這種新的、經(jīng)過(guò)補償之后的 1/β 圖（基于 Rc 和 Cc 差異）。
圖8補償網(wǎng)絡(luò )測試電路
圖9AOL、1/β和Zc
圖10補償后的右腿驅動(dòng)
圖11不同Cc 值的AOL 和1/β
圖12圖10 的環(huán)路增益和相位 總之，SPICE 是一種有效的工具，可幫助快速分析和優(yōu)化 RLD 前端電路的性能和穩定性。請記住，模型的好壞決定了模擬的質(zhì)量，因此對一些重要規格建模就十分重要，例如：噪聲、AOL、開(kāi)環(huán) Zout 以及 CMRR 與頻率關(guān)系等。另外，這項工作應在開(kāi)始分析和設計以前就完成。 |
