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作者：Jon Wallace，高級總監 Issac Siavashani，首席工程師 Alexandr Ikriannikov，研究員 ADI公司 問(wèn)題 隨著(zhù)電流擺率和效率要求不斷提高，ADI專(zhuān)利耦合電感如何增強汽車(chē)應用中多相穩壓器的性能？ 
回答 為了解決汽車(chē)應用中日益提高的電流需求和快速瞬變所帶來(lái)的挑戰，ADI專(zhuān)門(mén)設計了耦合電感，并獲得了專(zhuān)利。理想情況下，為了獲得高效率，需要較大電感值和較小電流紋波，但為了實(shí)現快速瞬變，又需要較小電感值。耦合電感利用出色的耦合機制，使其在穩態(tài)下表現為一個(gè)大電感，從而有效地降低電流紋波。同時(shí)，耦合電感在瞬態(tài)事件中的電感值較小，且導通較快。這有便于縮小應用尺寸，同時(shí)保持高效率，這對于支持1 V以下的負載電壓至關(guān)重要。此外，其設計有助于加快響應時(shí)間，使穩壓器能夠在不影響性能的情況下管理劇烈的瞬態(tài)負載。通過(guò)優(yōu)化電感值，這些耦合電感有助于為ADAS和其他大電流應用中的先進(jìn)半導體工藝實(shí)現所需的必要電壓容差、高效率和瞬態(tài)規格。 簡(jiǎn)介 大電流、低電壓應用經(jīng)常采用多相降壓轉換器拓撲來(lái)降低電壓。這種多相降壓轉換器可以利用傳統的分立電感（DL，如圖1a所示），或利用耦合電感（CL，如圖1b所示）。如果是CL，繞組為磁耦合，具有消除電流紋波的優(yōu)勢1-6。 汽車(chē)ADAS應用面臨的挑戰是，如何將GPU或ASIC供電軌嚴格控制在0.4 V至1 V范圍內，尤其是在快速瞬變條件下。負載瞬態(tài)通常會(huì )導致所有相位將開(kāi)關(guān)節點(diǎn)VX拉高至VIN，因此每相中的電感電流以一定的擺率（式1）逐漸上升，其中VIN為輸入電壓，Vo為輸出電壓，L為電感值。卸載瞬態(tài)通常會(huì )導致所有相位拉低至GND，并且電感電流逐漸下降（式2）。已知低輸出電壓值VOUT＜1 V，并假設輸入電壓典型值至少為5 V，比較式1和式2很容易看出，卸載瞬態(tài)是主要問(wèn)題，這是因為使電流逐漸下降的電壓非常小。
圖1.多相降壓轉換器，采用(a)分立電感或(b)耦合電感
簡(jiǎn)單的解決辦法是增加COUT中陶瓷輸出電容的數量。然而，這種方法的體積過(guò)大、成本過(guò)高，有些不切實(shí)際。在汽車(chē)行業(yè)，穩壓器往往配置為以相對較高的頻率（FS，通常超過(guò)2 MHz）進(jìn)行開(kāi)關(guān)。這與云應用或工業(yè)應用中的穩壓器形成對比。由于特別的電磁干擾(EMI)要求，汽車(chē)環(huán)境中需要更高的開(kāi)關(guān)頻率。雖然高頻有助于減小穩壓器中的電感值，但仍然需要進(jìn)一步改善。 由式3可求出帶DL的常規降壓轉換器各相的電流紋波，其中占空比D = VOUT/VIN，VOUT為輸出電壓，VIN為輸入電壓，L為電感值，FS為開(kāi)關(guān)頻率。
用漏感為L(cháng)K且互感為L(cháng)M的CL代替DL，則CL中的電流紋波可表示為式46。品質(zhì)因數(FOM)表示為式5，其中NPH為耦合相數，ρ為耦合系數（式6），j為運行指數，僅定義占空比的適用區間(式7)。CL的參數有漏感LK和互感L M。
對于特定的CL設計，與采用分立電感L的常規降壓轉換器相比，式4和式5中的FOM含義可以解釋為電流紋波消除所涉及的額外乘數。與具有任意電流紋波和瞬態(tài)性能的任何系統相比，業(yè)界進(jìn)一步推廣和擴展了FOM的定義及其含義11。建議使用歸一化瞬態(tài)擺率 (期望較高) 與歸一化電流紋波 (期望較低) 的比率 (式8)。對于一些采用分立電感的基準轉換器，瞬態(tài)擺率和電流紋波通過(guò)相關(guān)數字進(jìn)行歸一化 (因此任何采用DL的系統仍會(huì )導致FOM = 1)。SRTR和ΔIL是所選設計或技術(shù)在穩態(tài)下的瞬態(tài)電流擺率和電流紋波，而SRTR_DL和ΔILDL是同樣的參數，但用于基準DL設計。 由于瞬態(tài)和穩態(tài)下分立電感的電流擺率相同，式8可以簡(jiǎn)化為式9。這樣一來(lái)就完全避免了實(shí)際提及DL設計，但基準測試的思想仍然存在。
請注意，對CL使用廣義FOM定義（式9）將得到式5，因此新定義是向后兼容的，而且還可用于電流紋波和瞬態(tài)擺率與DL公式存在顯著(zhù)差異的技術(shù)（例如TLVR9）。 CL設計和考慮因素 應用指標為VIN = 5 V、VOUT = 0.8 V、FS = 2.1 MHz、NPH = 8。開(kāi)始時(shí)，選擇DL = 32 nH來(lái)支持快速瞬變，而每個(gè)電感占用4.2 mm × 4.2 mm × 4.2 mm。理想情況下，這些電感將用8相耦合電感(CL)代替。然而，h = 4 mm的低高度要求帶來(lái)了難題，因為在這種高度限制下，8相耦合電感器會(huì )變得過(guò)于細長(cháng)，難以生產(chǎn)，而且還會(huì )更容易受到電路板彎曲變形的影響。因此，我們?yōu)镃L選擇了4相構建模塊，這也使得元件的放置和布局更加靈活。我們的目標是獲得更快的瞬變，并且已知CL值的紋波將小于起始DL值的紋波。因此，我們采用了近期推出的Notch CL (NCL)結構來(lái)盡可能減小漏感LK7,8,10。我們設計了NCL0804，LK約為17 nH，OCL = LM + LK = 100 nH，NPH = 4，相位間距為6.9 mm/相，高度h = 4.0 mm（最大值）（圖2）。
圖2.開(kāi)發(fā)的NCL0804-4-R17（h = 4 mm（最大值）） 使用FOM圖10可以有效比較不同的設計。任何DL設計都會(huì )出現FOM = 1，這是因為在穩態(tài)和瞬態(tài)下，電流擺率的比例為1:1。給定尺寸下，耦合電感的NCL結構會(huì )使LM/LK比率最大化，因此通常能夠產(chǎn)生最高FOM9。FOM比較如圖3所示；在目標輸出電壓附近，我們開(kāi)發(fā)的NCL比DL好約4.4倍。 表1.四相構建模塊不同磁元件方案的比較
圖3.相對于輸出電壓VOUT，開(kāi)發(fā)的NCL = 4× 17 nH和理論NCL = 8× 17 nH的FOM與任何DL的FOM相比較 (VIN = 5 V) 相應的電流紋波比較如圖4和表1所示。對電流紋波和瞬態(tài)擺率的不同取舍，讓DL值的選擇范圍非常寬，但我們開(kāi)發(fā)的NCL始終有4.4倍的優(yōu)勢。NCL的電流紋波比DL = 32 nH的紋波小2.35倍，同時(shí)NCL的瞬態(tài)擺率要快1.88倍。2.35×1.88約等于4.4，與預測的FOM = 4.4相匹配。使用DL = 100 nH也可以降低電流紋波，這使其電流紋波比NCL的電流紋波小1.33倍，但NCL的瞬態(tài)擺率會(huì )快5.88倍，因此NCL相對于任何DL的優(yōu)勢仍然是5.88/1.33，即約等于4.4倍（NCL的FOM = 4.4）。
圖4.相對于輸出電壓VOUT，比較開(kāi)發(fā)的NCL = 4 × 17 nH和理論NCL = 8 × 17 nH的電流紋波與DL = 32 nH和DL = 100 nH的電流紋波 觀(guān)察圖3中相同NCL的理論FOM，但考慮NPH = 8是否可制造的情況，我們看到NCL相對于DL的性能優(yōu)勢將從4.4倍擴大到5.8倍，而且在VOUT較低時(shí)，相對的優(yōu)勢差距更大。 展望未來(lái)，我們或許應該考慮NCL的不同設計。一種可能性是將相位排成兩排，以保持鐵氧體磁芯的長(cháng)寬比較低，使其有利于制造。在這種情況下，NCL可以放在PCB的底部，直接位于GPU的陶瓷旁路上方，并且功率級圍繞在NCL的周邊。此方法類(lèi)似于垂直供電(VPD)布置，有可能會(huì )在瞬態(tài)和紋波之間取得更好的平衡，也就是可以有效提高瞬態(tài)效率。然而，必須注意的是，這樣的改動(dòng)將會(huì )顯著(zhù)改變現有的設計和布局。未來(lái)將取決于客戶(hù)的偏好，考慮是否采用這種方法。 實(shí)驗結果
圖5.穩壓器四相構建模塊，電感尺寸可為(a) DL = 100 nH（h = 6.4 mm（最大值））和(b) NCL0804-4（h = 4.0 mm（最大值）） 用NCL0804-4替代DL = 32 nH電感可以提高效率，如圖6所示。這種改善主要是因為電流紋波大幅降低（圖4），從而導致繞組、功率級和走線(xiàn)中的電流有效值降低。此外這還有助于降低交流損耗，如圖6所示。同時(shí)，17 nH/相的NCL（圖5b）在瞬態(tài)下的電流擺率要快約1.9倍，反饋環(huán)路中的相位裕量一般也會(huì )得到改善。降低DL = 100 nH的紋波（圖5a）可重新提高效率（圖6），但這種DL的高度明顯高于允許值（h = 4 mm），同時(shí)也比我們開(kāi)發(fā)的NCL慢約5.9倍，并且會(huì )大大影響所需輸出電容的數量。正如基于FOM的估計，結果證實(shí)了NCL相對于分立電感方法的不同權衡方案具有根本的性能優(yōu)勢。
圖6.DL = 32 nH (h = 4.4 mm)、DL = 100 nH (h = 6.4 mm)和NCL = 4× 17 nH (h = 4.0 mm)的效率比較：5 V至0.8 V，四相。 結論 綜上所述，我們開(kāi)發(fā)了一種采用NCL結構的新型耦合電感，以?xún)?yōu)化輸出電壓非常低和負載瞬態(tài)指標變化劇烈的應用性能。該CL也是為了適應汽車(chē)設計的低高度要求而開(kāi)發(fā)的。選擇NCL結構是為了盡可能地減少泄漏。與常規分立電感方案相比，它的瞬態(tài)/紋波性能提高了4倍以上。 若分立電感(DL)方案的效率要與所開(kāi)發(fā)的NCL相同，高度須為后者的1.6倍(DL = 100 nH)。然而，這種替代方案的瞬態(tài)速度會(huì )低5.9倍，從而嚴重影響輸出電容的尺寸和成本。表1的比較結果凸顯了NCL0804-4在高度、效率、電流紋波和瞬態(tài)速度方面的優(yōu)勢。 參考文獻 1 Aaron M. Schultz和Charles R. Sullivan�！癡oltage Converter with Coupled Inductive Windings, and Associated Methods”。美國專(zhuān)利6,362,986，2001年3月。 2 Jieli Li。Coupled Inductor Design in DC-DC Converters。碩士論文，達特茅斯學(xué)院，2002年。 3 Pit-Leong Wong、Peng Xu、P. Yang和Fred C. Lee�！癙erformance Improvements of Interleaving VRMs with Coupling Inductors”�！禝EEE電源電子會(huì )刊》，第16卷第4期，2001年7月。 4 Yan Dong。Investigation of Multiphase Coupled-Inductor Buck Converters in Point-of-Load Applications。博士論文，弗吉尼亞理工學(xué)院暨州立大學(xué)，2009年7月。 5 Alexandr Ikriannikov和Di Yao�！癆ddressing Core Loss in Coupled Inductors”。Electronic Design News，2016年12月。 6 Alexandr Ikriannikov�！榜詈想姼械幕A知識和優(yōu)勢”。ADI公司，2021年。 7 Alexandr Ikriannikov和Di Yao�！癝witching Power Converter Assemblies Including Coupled Inductors, and Associated Methods”。美國專(zhuān)利11869695B2，2020年11月。 8 Alexandr Ikriannikov�！癊volution and Comparison of Magnetics for the Multiphase DC-DC Applications”。IEEE應用電源電子會(huì )議，2023年3月。 9 Amin Fard、Satya Naidu、Horthense Tamdem和Behzad Vafakhah。 “Trans-inductors Versus Discrete Inductors in Multiphase Voltage Regulators: An Analytical and Experimental Comparative Study”。IEEE應用電源電子會(huì )議，2023年3月。 10 Alexandr Ikriannikov和Di Yao。 “Converters with Multiphase Magnetics: TLVR vs CL and the Novel Optimized Structure”。PCIM Europe，2023年5月。 11 Alexandr Ikriannikov和Brad Xiao�！癎eneralized FOM for Multiphase Converters with Inductors”。2023年IEEE能源轉換大會(huì )暨展覽會(huì )，2023年10月。 作者簡(jiǎn)介 Jon Wallace擁有普渡大學(xué)計算機和電氣工程學(xué)士學(xué)位。Jon已在汽車(chē)行業(yè)工作了30年。加入ADI公司之前，Jon曾在TRW Automotive, Inc.擔任軟件和硬件工程師11年，負責開(kāi)發(fā)安全電子設備的硬件和軟件。2005年，他加入Maxim（現為ADI公司的一部分），擔任汽車(chē)電源及相關(guān)產(chǎn)品的產(chǎn)品定義師。他為車(chē)輛總線(xiàn)通信和軟件算法領(lǐng)域發(fā)表了25項美國專(zhuān)利。迄今為止，他所定義的產(chǎn)品已創(chuàng )造超過(guò)8億美元的收入。 Issac Siavashani是ADI公司汽車(chē)業(yè)務(wù)團隊的高級應用工程師。他擁有舊金山州立大學(xué)嵌入式系統和電氣工程碩士學(xué)位。他于2010年加入Maxim（現為ADI公司的一部分），專(zhuān)注于英特爾（消費電子）多相降壓管理IC的定義和開(kāi)發(fā)工作。2017年，Issac加入汽車(chē)業(yè)務(wù)團隊。目前，他主要負責低噪聲應用的大電流多相系統和雷達PIMIC研發(fā)工作。 Alexandr Ikriannikov是ADI公司通信和云電源團隊的研究員。他于2000年獲得加州理工學(xué)院電氣工程博士學(xué)位，期間由Slobodan Ćuk博士負責教授電力電子學(xué)知識。他開(kāi)展了多個(gè)研究生項目，包括AC/DC應用的功率因數校正、適用于火星探測器的15 V至400 V DC/DC轉換器等。研究生畢業(yè)后，他加入Power Ten，重新設計和優(yōu)化了大功率AC/DC電源，然后在2001年加入Volterra Semiconductor，專(zhuān)注于低壓大電流應用和耦合電感器。Volterra于2013年被Maxim Integrated收購，而Maxim Integrated現在是ADI公司的一部分。目前，Alexandr是IEEE的高級會(huì )員。他擁有70多項美國專(zhuān)利，還有多項專(zhuān)利正在申請中，此外他還曾撰寫(xiě)并發(fā)表了多篇電力電子技術(shù)論文。 |
