基于BCM的有源功率因數校正電路的實(shí)現

發(fā)布時(shí)間:2010-3-12 18:24    發(fā)布者:李寬
關(guān)鍵詞: BCM , 電路 , 功率因數 , 校正
1 引言

有源功率因數校正(active power factor correction,APFC)是高效、低污染地利用電能的重要途徑,它是在橋式整流器與輸出電容濾波器之間加入一個(gè)功率變換電路,使功率因數接近1。有源功率因數校正電路工作于高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài),具有體積小、質(zhì)量輕,效率高等特點(diǎn),已成為電力電子技術(shù)研究的新熱點(diǎn)。

2 APFC的工作模式比較

有源功率因數校正(APFC)電路,根據電感電流是否連續,其工作模式可分為連續導電模式(Continuous ConductionMode,CCM)、斷續導電模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM)和臨界導電模式(Boundary Conduction Mode,BCM)3種。這3種工作模式的特點(diǎn)比較如表1所示。本文APFC電路設計采用BCM的工作方式。



3 BCM功率因數校正(PFC)電路工作原理

圖1是臨界導電控制模式實(shí)現Boost型PFC電路的原理圖及其半個(gè)工頻周期內功率開(kāi)關(guān)管的控制波形和電感電流波形。圖1(a)是一種實(shí)現變頻控制方案的電路原理圖,其中誤差放大器將輸出電壓的反饋信號和2.5 V基準信號相比較后放大,產(chǎn)生的輸出信號和交流輸入電壓檢測信號共同輸入模擬乘法器.使模擬乘法器產(chǎn)生一個(gè)和輸入電壓同頻同相的半正弦波輸出信號。當功率管開(kāi)啟時(shí),電阻R4對電感電流進(jìn)行檢測,當電感電流達到模擬乘法器的輸出時(shí),電流比較檢測器輸出一控制脈沖,觸發(fā)RS控制邏輯部分使功率管關(guān)斷,電感開(kāi)始放電,這樣就保證電感電流的峰值包絡(luò )線(xiàn)是與輸入電壓同頻同相的半正弦波。當電感放電時(shí),用電感的副邊輸出對電感電流過(guò)零檢測,為電感放電完畢時(shí),RS控制邏輯部分立刻使功率管重新導通。整體電路采用電壓-電流的雙環(huán)反饋控制、利用變頻控制法實(shí)現Boost型PFC電路,功率因數接近1。



4 BCM PFC電路的實(shí)現

BCM Boost型PFC電路采用變頻控制,集成控制電路外圍器件少,體積小、質(zhì)量輕,適用于小功率開(kāi)關(guān)電源。這里以控制器件MC33262為核心,構成電路原理圖如圖2所示。主電路采用Boost型電路,控制電路主要由MC33262器件、啟動(dòng)電路、輔助電源、電流檢測電路、電壓檢測電路等構成。



4.1 電路工作原理

該電路采用雙環(huán)反饋控制方案,內環(huán)反饋的作用是將全波整流輸出的半波電壓通過(guò)R2和R4組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262的3引腳,以保證通過(guò)電感升壓器原邊的電流跟蹤輸入電壓按正弦規律變化的軌跡。外環(huán)用作APFC變換器輸出直流電壓的反饋控制。直流輸出電壓通過(guò)R5和R7組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262的1引腳,MC33262輸出PWM驅動(dòng)信號調節功率管VQ1的占空比,以使輸出電壓穩定電壓。當AC輸入電壓從0 V按正弦規律變化至峰值時(shí)。乘法器的輸出控制電流傳感比較器的門(mén)限,迫使通過(guò)功率管VQ1的峰值電流跟蹤AC輸入電壓的變化軌跡。

4.2 電路的設計

根據圖2所示電路原理,電路技術(shù)指標如下:最大輸出功率Pn為150 W,輸入電壓范圍:90~270 V,輸出電壓Uo為400 V,輸入電網(wǎng)頻率fac為50 Hz,變換器的效率η為90%,小開(kāi)關(guān)頻率fmin為25 kHz,輸出電壓最大紋波峰-峰值UOP-P為8 V,輸出過(guò)壓保護點(diǎn)Uovp為440 V。

4.2.1 開(kāi)關(guān)頻率的設計

半個(gè)工頻周期內開(kāi)關(guān)頻率的表達式為:



開(kāi)關(guān)頻率f(t)在給定輸入電壓的工頻周期內隨時(shí)間變化,功率越小,開(kāi)關(guān)頻率越大,理論上在輕載情況下,開(kāi)關(guān)頻率可以達到幾兆赫茲,但頻率越高,開(kāi)關(guān)損耗就越大,因此有些臨界導電模式的控制器件有最大開(kāi)關(guān)頻率的限制問(wèn)題。MC33262的最大頻率約400 kHz。

4.2.2 電感的設計

電感的設計必須保證電路在整個(gè)的工作區間內都工作在BCM。因此,可推導出主電感表達式為:



理論上如果給出最小的開(kāi)關(guān)頻率,則主電感的最大值在輸出功率最小,輸入電壓最大時(shí)產(chǎn)生。給定的PFC電路最小開(kāi)關(guān)頻率偏小可減少開(kāi)關(guān)損耗,偏大可減小電感的體積,大多設計是將25 kHz作為首選頻率。這里的電壓設計指標范圍為90~270 V,在輸入電壓Uin為270 V時(shí)產(chǎn)生fmin代入式(2)可得:L=398μH。該設計L取420μH。

4.2.3 輸出二極管的選擇

BCM解決了二極管VD的反向恢復問(wèn)題,為了減小開(kāi)關(guān)管的損耗,可采用快速恢復二極管,由于開(kāi)關(guān)電源工作頻率都在20 kHz以上,快速恢復二極管和超快速恢復二極管的反向恢復時(shí)間減小到了毫微秒級,這就減小功率器件本身的損耗,大大提高了電源效率。該設計選擇 IDmax=7.9 A。同樣,考慮到一定的裕量.二極管的電壓應力應至少大于輸出過(guò)壓保護點(diǎn)440 v。因此該二極管型號為FR10J,其技術(shù)參數為10 A,600 V。

4.2.4 濾波電容的設計

在PFC電路中。通常在整流橋的輸出端接一只小電容,用于濾除由高頻開(kāi)關(guān)電感電流的紋波引起的噪聲。如果該電容取值太小,可能無(wú)法較好濾去輸入的高頻噪音,但其取值也不能太大,否則會(huì )引起較大的輸入電壓偏移。濾波電容的最大紋波電壓用△UCin(max)表示,一般情況下,可取該值小于最低輸入電壓峰值的5%,則輸入濾波電容的下限值為:



這里的最低輸入電壓值為90 V,將設計指標代入式(3)可得輸入電容的最小值Cin=2.59μF。由于整流橋的輸出電壓經(jīng)電阻分壓后用于電流跟隨的基準,所以過(guò)大的輸入電容會(huì )使基準電壓波形發(fā)生畸變,從而使輸入電流的波形同樣發(fā)生畸變,導致功率因數下降和諧波增加,因此本設計的電容值為5.6μF,且該電容的耐壓應大于輸入電壓的最大峰值,還需考慮一定的裕量。因此,該電路設計Cin選取5.6μF,630 V的耐壓值。

4.3 控制電路元器件選型

4.3.1 乘法器參數計算

乘法器的輸入信號有兩個(gè):交流輸入電壓經(jīng)全波整流后,通過(guò)R2和R4由MC33262的3引腳檢測,乘法器的輸出端得到半個(gè)正弦波的信號作為輸入電流的參考基準,3引腳的輸入電壓的最大值箝位在3.2 V。為降低功率損耗,流過(guò)R2的電流應為數百或更小。設R4=15 kΩ,則R2=1.8 kΩ,實(shí)際選擇R2=2 kΩ。由于電路工作在高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài),會(huì )引起高頻噪音,為減小高頻噪音對控制電路的干擾,還需在R4的兩端并聯(lián)一小容量高頻濾波電容C2,其容量為幾nF。

4.3.2 變壓器副邊繞組和限流電阻的設計

變壓器T是APFC預調整器的升壓電感器.通過(guò)計算升壓電感Lp的線(xiàn)圈匝數Np=60.9(匝),實(shí)際取整數值Np為6l匝,副邊繞組取Ns=6,流過(guò)零檢測電阻R6的值可根據其損耗決定,應滿(mǎn)足



將Uo=400 V,n=10代人式(4)得:R6≥8.4 kΩ,因此R6可選22 kΩ.0.25 W。

4.3.3 誤差放大器外圍器件

R5和R7實(shí)現輸出分壓采樣功能,其連接點(diǎn)與MC33262的1引腳相連,該引腳為控制器內部誤差放大器的反相端,其同相端接2.5 V的參考電壓基準。誤差放大器的輸入偏置電流最大值為-0.5μA,通過(guò)R5的電流應遠大于誤差放大器的輸入偏置電流。也可根據經(jīng)驗選擇R5和R7的數值。一般來(lái)說(shuō).流過(guò)R5的電流為電路負載電流的干分之一或更小一些,因此結合電路設計指標取R5=1.6 MΩ,R7=10 kΩ。

4.3.4 啟動(dòng)電路

啟動(dòng)電路由R1和C4組成。根據啟動(dòng)電流ISTART和啟動(dòng)門(mén)限電壓Uccon來(lái)確定啟動(dòng)電阻的值,即:



在輔助繞組提供器件正常工作的能量之前,C4必須提供足夠的能量為器件供電,C4應滿(mǎn)足



將相關(guān)技術(shù)參數代入式(6)可得:C4≥13μF。其耐壓值應大于器件的最大供電電壓,因此該設計選取C4為100μF,50V的電解電容。此外,為使電路能夠穩定工作,必須增加電壓控制環(huán)。

5 BCM PFC電路的實(shí)驗結果

為了詳細分析BCM PFC電路.將輸入電壓擴展到全電壓范圍內,并對仿真數據和理論數據進(jìn)行詳細的分析比較。當輸入電壓有效值為90 V、120 V、150 V、180 V、220 V、240 V、270 V時(shí),假設電路無(wú)任何損耗,輸入功率為150 w。由仿真結果可知,輸入功率的仿真值分別為164.4W、162.4W、161.3W、159.0W、157.6w、156.9w、156.3W,效率的仿真值分別為92.6%、93.7%、94.5%、95.8%、96.7%、97.2%、97.5%。將理論值和仿真值相比較.采用MATLAB將這些理論值和仿真值分別擬合成兩條曲線(xiàn).如圖3所示。



從圖3(a)中看出,仿真波形與理論分析的差別為:在全電壓范圍內輸入功率的仿真值比理論值要大,這是因為理論分析時(shí).假設電路的效率為1.而仿真時(shí)電路的元器件本身也要消耗能量,所以輸入功率的仿真值要比理論值大;另外當輸入電壓越來(lái)越大時(shí),輸入功率的仿真值越來(lái)越小,即接近于理論值,電路的效率就越大,如圖3(b)所示,所以電壓越大,輸入功率的仿真值越接近于理論值。

輸出電壓的紋波的仿真值和理論值的比較如圖4所示。從圖4看出仿真的最大值小于4 V,小于給定的設計要求,而理論值也小于4 V,完全滿(mǎn)足設計要求。



6 結論

根據電路的設計指標設計電路,并進(jìn)行仿真和實(shí)驗研究,實(shí)驗結果表明該變換器能在寬電壓輸入范圍內穩定輸出約400 V直流電壓,輸入電流波形基本與電壓波形一致,功率因數達到0.99以上,實(shí)現了高功率因數的校正,可有效抑制輸入電流諧波。

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作者:朱申  柴貴蘭  (西安鐵路職業(yè)技術(shù)學(xué)院,陜西,西安,710014)
來(lái)源:電子設計工程 2009(12)
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