|
1 引言 有源功率因數校正(active power factor correction，APFC)是高效、低污染地利用電能的重要途徑，它是在橋式整流器與輸出電容濾波器之間加入一個(gè)功率變換電路，使功率因數接近1。有源功率因數校正電路工作于高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)，具有體積小、質(zhì)量輕，效率高等特點(diǎn)，已成為電力電子技術(shù)研究的新熱點(diǎn)。 2 APFC的工作模式比較 有源功率因數校正(APFC)電路，根據電感電流是否連續，其工作模式可分為連續導電模式(Continuous ConductionMode，CCM)、斷續導電模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)和臨界導電模式(Boundary Conduction Mode，BCM)3種。這3種工作模式的特點(diǎn)比較如表1所示。本文APFC電路設計采用BCM的工作方式。 
3 BCM功率因數校正(PFC)電路工作原理 圖1是臨界導電控制模式實(shí)現Boost型PFC電路的原理圖及其半個(gè)工頻周期內功率開(kāi)關(guān)管的控制波形和電感電流波形。圖1(a)是一種實(shí)現變頻控制方案的電路原理圖，其中誤差放大器將輸出電壓的反饋信號和2．5 V基準信號相比較后放大，產(chǎn)生的輸出信號和交流輸入電壓檢測信號共同輸入模擬乘法器．使模擬乘法器產(chǎn)生一個(gè)和輸入電壓同頻同相的半正弦波輸出信號。當功率管開(kāi)啟時(shí)，電阻R4對電感電流進(jìn)行檢測，當電感電流達到模擬乘法器的輸出時(shí)，電流比較檢測器輸出一控制脈沖，觸發(fā)RS控制邏輯部分使功率管關(guān)斷，電感開(kāi)始放電，這樣就保證電感電流的峰值包絡(luò )線(xiàn)是與輸入電壓同頻同相的半正弦波。當電感放電時(shí)，用電感的副邊輸出對電感電流過(guò)零檢測，為電感放電完畢時(shí)，RS控制邏輯部分立刻使功率管重新導通。整體電路采用電壓-電流的雙環(huán)反饋控制、利用變頻控制法實(shí)現Boost型PFC電路，功率因數接近1。
4 BCM PFC電路的實(shí)現 BCM Boost型PFC電路采用變頻控制，集成控制電路外圍器件少，體積小、質(zhì)量輕，適用于小功率開(kāi)關(guān)電源。這里以控制器件MC33262為核心，構成電路原理圖如圖2所示。主電路采用Boost型電路，控制電路主要由MC33262器件、啟動(dòng)電路、輔助電源、電流檢測電路、電壓檢測電路等構成。
4．1 電路工作原理 該電路采用雙環(huán)反饋控制方案，內環(huán)反饋的作用是將全波整流輸出的半波電壓通過(guò)R2和R4組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262的3引腳，以保證通過(guò)電感升壓器原邊的電流跟蹤輸入電壓按正弦規律變化的軌跡。外環(huán)用作APFC變換器輸出直流電壓的反饋控制。直流輸出電壓通過(guò)R5和R7組成的電阻分壓器取樣輸入到MC33262的1引腳，MC33262輸出PWM驅動(dòng)信號調節功率管VQ1的占空比，以使輸出電壓穩定電壓。當AC輸入電壓從0 V按正弦規律變化至峰值時(shí)。乘法器的輸出控制電流傳感比較器的門(mén)限，迫使通過(guò)功率管VQ1的峰值電流跟蹤AC輸入電壓的變化軌跡。 4．2 電路的設計 根據圖2所示電路原理，電路技術(shù)指標如下：最大輸出功率Pn為150 W，輸入電壓范圍：90～270 V，輸出電壓Uo為400 V，輸入電網(wǎng)頻率fac為50 Hz，變換器的效率η為90％，小開(kāi)關(guān)頻率fmin為25 kHz，輸出電壓最大紋波峰-峰值UOP-P為8 V，輸出過(guò)壓保護點(diǎn)Uovp為440 V。 4．2．1 開(kāi)關(guān)頻率的設計 半個(gè)工頻周期內開(kāi)關(guān)頻率的表達式為：
開(kāi)關(guān)頻率f(t)在給定輸入電壓的工頻周期內隨時(shí)間變化，功率越小，開(kāi)關(guān)頻率越大，理論上在輕載情況下，開(kāi)關(guān)頻率可以達到幾兆赫茲，但頻率越高，開(kāi)關(guān)損耗就越大，因此有些臨界導電模式的控制器件有最大開(kāi)關(guān)頻率的限制問(wèn)題。MC33262的最大頻率約400 kHz。 4．2．2 電感的設計 電感的設計必須保證電路在整個(gè)的工作區間內都工作在BCM。因此，可推導出主電感表達式為：
理論上如果給出最小的開(kāi)關(guān)頻率，則主電感的最大值在輸出功率最小，輸入電壓最大時(shí)產(chǎn)生。給定的PFC電路最小開(kāi)關(guān)頻率偏小可減少開(kāi)關(guān)損耗，偏大可減小電感的體積，大多設計是將25 kHz作為首選頻率。這里的電壓設計指標范圍為90～270 V，在輸入電壓Uin為270 V時(shí)產(chǎn)生fmin代入式(2)可得：L=398μH。該設計L取420μH。 4．2．3 輸出二極管的選擇 BCM解決了二極管VD的反向恢復問(wèn)題，為了減小開(kāi)關(guān)管的損耗，可采用快速恢復二極管，由于開(kāi)關(guān)電源工作頻率都在20 kHz以上，快速恢復二極管和超快速恢復二極管的反向恢復時(shí)間減小到了毫微秒級，這就減小功率器件本身的損耗，大大提高了電源效率。該設計選擇 IDmax=7．9 A。同樣，考慮到一定的裕量．二極管的電壓應力應至少大于輸出過(guò)壓保護點(diǎn)440 v。因此該二極管型號為FR10J，其技術(shù)參數為10 A，600 V。 4．2．4 濾波電容的設計 在PFC電路中。通常在整流橋的輸出端接一只小電容，用于濾除由高頻開(kāi)關(guān)電感電流的紋波引起的噪聲。如果該電容取值太小，可能無(wú)法較好濾去輸入的高頻噪音，但其取值也不能太大，否則會(huì )引起較大的輸入電壓偏移。濾波電容的最大紋波電壓用△UCin(max)表示，一般情況下，可取該值小于最低輸入電壓峰值的5％，則輸入濾波電容的下限值為：
這里的最低輸入電壓值為90 V，將設計指標代入式(3)可得輸入電容的最小值Cin=2．59μF。由于整流橋的輸出電壓經(jīng)電阻分壓后用于電流跟隨的基準，所以過(guò)大的輸入電容會(huì )使基準電壓波形發(fā)生畸變，從而使輸入電流的波形同樣發(fā)生畸變，導致功率因數下降和諧波增加，因此本設計的電容值為5．6μF，且該電容的耐壓應大于輸入電壓的最大峰值，還需考慮一定的裕量。因此，該電路設計Cin選取5．6μF，630 V的耐壓值。 4．3 控制電路元器件選型 4．3．1 乘法器參數計算 乘法器的輸入信號有兩個(gè)：交流輸入電壓經(jīng)全波整流后，通過(guò)R2和R4由MC33262的3引腳檢測，乘法器的輸出端得到半個(gè)正弦波的信號作為輸入電流的參考基準，3引腳的輸入電壓的最大值箝位在3．2 V。為降低功率損耗，流過(guò)R2的電流應為數百或更小。設R4=15 kΩ，則R2=1．8 kΩ，實(shí)際選擇R2=2 kΩ。由于電路工作在高頻開(kāi)關(guān)狀態(tài)，會(huì )引起高頻噪音，為減小高頻噪音對控制電路的干擾，還需在R4的兩端并聯(lián)一小容量高頻濾波電容C2，其容量為幾nF。 4．3．2 變壓器副邊繞組和限流電阻的設計 變壓器T是APFC預調整器的升壓電感器．通過(guò)計算升壓電感Lp的線(xiàn)圈匝數Np=60．9(匝)，實(shí)際取整數值Np為6l匝，副邊繞組取Ns=6，流過(guò)零檢測電阻R6的值可根據其損耗決定，應滿(mǎn)足
將Uo=400 V，n=10代人式(4)得：R6≥8．4 kΩ，因此R6可選22 kΩ．0．25 W。 4．3．3 誤差放大器外圍器件 R5和R7實(shí)現輸出分壓采樣功能，其連接點(diǎn)與MC33262的1引腳相連，該引腳為控制器內部誤差放大器的反相端，其同相端接2．5 V的參考電壓基準。誤差放大器的輸入偏置電流最大值為-0．5μA，通過(guò)R5的電流應遠大于誤差放大器的輸入偏置電流。也可根據經(jīng)驗選擇R5和R7的數值。一般來(lái)說(shuō)．流過(guò)R5的電流為電路負載電流的干分之一或更小一些，因此結合電路設計指標取R5=1．6 MΩ，R7=10 kΩ。 4．3．4 啟動(dòng)電路 啟動(dòng)電路由R1和C4組成。根據啟動(dòng)電流ISTART和啟動(dòng)門(mén)限電壓Uccon來(lái)確定啟動(dòng)電阻的值，即：
在輔助繞組提供器件正常工作的能量之前，C4必須提供足夠的能量為器件供電，C4應滿(mǎn)足
將相關(guān)技術(shù)參數代入式(6)可得：C4≥13μF。其耐壓值應大于器件的最大供電電壓，因此該設計選取C4為100μF，50V的電解電容。此外，為使電路能夠穩定工作，必須增加電壓控制環(huán)。 5 BCM PFC電路的實(shí)驗結果 為了詳細分析BCM PFC電路．將輸入電壓擴展到全電壓范圍內，并對仿真數據和理論數據進(jìn)行詳細的分析比較。當輸入電壓有效值為90 V、120 V、150 V、180 V、220 V、240 V、270 V時(shí)，假設電路無(wú)任何損耗，輸入功率為150 w。由仿真結果可知，輸入功率的仿真值分別為164.4W、162.4W、161.3W、159.0W、157.6w、156.9w、156.3W，效率的仿真值分別為92．6％、93．7％、94．5％、95．8％、96．7％、97．2％、97．5％。將理論值和仿真值相比較．采用MATLAB將這些理論值和仿真值分別擬合成兩條曲線(xiàn)．如圖3所示。
從圖3(a)中看出，仿真波形與理論分析的差別為：在全電壓范圍內輸入功率的仿真值比理論值要大，這是因為理論分析時(shí)．假設電路的效率為1．而仿真時(shí)電路的元器件本身也要消耗能量，所以輸入功率的仿真值要比理論值大；另外當輸入電壓越來(lái)越大時(shí)，輸入功率的仿真值越來(lái)越小，即接近于理論值，電路的效率就越大，如圖3(b)所示，所以電壓越大，輸入功率的仿真值越接近于理論值。 輸出電壓的紋波的仿真值和理論值的比較如圖4所示。從圖4看出仿真的最大值小于4 V，小于給定的設計要求，而理論值也小于4 V，完全滿(mǎn)足設計要求。
6 結論 根據電路的設計指標設計電路，并進(jìn)行仿真和實(shí)驗研究，實(shí)驗結果表明該變換器能在寬電壓輸入范圍內穩定輸出約400 V直流電壓，輸入電流波形基本與電壓波形一致，功率因數達到0．99以上，實(shí)現了高功率因數的校正，可有效抑制輸入電流諧波。 參考文獻 1. 周志敏.開(kāi)關(guān)電源功率因數校正電路設計與應用[M].北京:人民郵電出版社,2004. 2. 倪海東,蔣玉萍.高頻開(kāi)關(guān)電源集成控制器[M].北京:機械工業(yè)出版社,2005. 3. 梁俊.基于UC3853的功率因數校正的設計[J].廣西師范學(xué)院學(xué)報:自然科學(xué)版,2006,23(2):29-31. 4. 吳衛民.基于MC33260的跟隨式Boost型功率因數校正方案[J].電氣傳動(dòng)自動(dòng)化,2002,22(6):45-48. 5. 鄧衛華,張波.工作在臨屏狀態(tài)下的單級功率因數校正技術(shù)的研究[J].電力電子技術(shù),2002,36(2):53-55. 6. 王振,馬新敏,汪鵬.APFC Boost電路中電壓環(huán)動(dòng)態(tài)穩定性研究[J].通信電源技術(shù),2007,24(3):64-66. 7. 劉樹(shù)林,劉健,寇蕾.開(kāi)關(guān)變換器的本質(zhì)安全特性分析與設計[J].電工技術(shù)學(xué)報,2006,21(5):36-41. 作者：朱申 柴貴蘭 （西安鐵路職業(yè)技術(shù)學(xué)院,陜西,西安,710014） 來(lái)源：電子設計工程 2009（12） |
