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作者：Lance Tu，TI公司HSP Telecom FAE 摘要 本文分析了高速 ADC 直流偏移校正功能的作用與影響，并針對此以 ADS58H40 為例，優(yōu)化了其PCB 布局。 Key words: DC offset correction (直流偏移校正)，ADC (模數轉換器)，Code toggle（碼域翻轉），Ripple noise floor (紋波底噪) 1、引言 ADS58H40 是一款由德州儀器（TI）推出的四通道、11/14 比特、采樣 250MSPS、接收 90MHz帶寬的高性能高速模數轉換器。它同時(shí)具有用于反饋的 125MHz 帶寬的 Burst Mode 與用于接收的 90MHz 帶寬的 SNRBoost Mode，適用于基站收發(fā)信機的反饋與接收通道。 目前用于基站收發(fā)信機的高速模數轉換器（ADC）大多都具有直流偏移校正功能（DC offset correction function）。它用于校正 ADC 接收到的直流，以免其降低接收機的性能。但是此功能同時(shí)也會(huì )引起 ADC 的碼域翻轉（code toggle），如果 PCB 布局不當，會(huì )造成 ADC 采集小信號功率不準確。本文以 ADS58H40 為例，分析了碼域翻轉干擾所帶來(lái)的問(wèn)題，并提供了PCB 優(yōu)化解決方案。 2、高速 ADC 直流偏移校正功能的作用與影響 直流偏移(DC offset)是由外界的直流信號分量與原信號的直流疊加形成。在基站收發(fā)信機中，它主要是由本振泄露與混頻器或 IQ 解調器的非線(xiàn)性產(chǎn)生。直流偏移會(huì )對有用信號形成干擾，通常需要使用 ADC 的直流偏移校正功能來(lái)抑制它。 從碼域上來(lái)看對于一個(gè)理想的 11 bit ADC，其中間碼應該是 2^(11-1)=1024。用二進(jìn)制補碼來(lái)表示就是 0x000。由于二進(jìn)制補碼的最高位表示符號位，所以對應的 11 bit 數據范圍是從0x000 到 0x7FF。0x7FF 表示-1，對應為 1023。在無(wú)有用信號輸入時(shí)，理想狀態(tài)下，11 bit ADC采集出來(lái)的信號在碼域就應該為 0x000。但是事實(shí)上外界還有熱噪聲（thermal noise）與直流偏移會(huì )被 ADC 采集到。直流偏移在碼域上會(huì )使 ADC 空采所獲得的碼相對 0x000 向上偏移一些，而熱噪聲信號的自然波動(dòng)也會(huì )疊加到直流偏移所表示的碼上面。ADC 的 DC offset correction function 會(huì )修正直流偏移引起的碼域誤差，將其重新校正到 0x000。 ADC 的 DC offset correction function 的工作流程如下： 
下面用兩張圖示來(lái)對比說(shuō)明 ADC 未使能與使能 DC offset correction function 在碼域上的區別。 在未使用 ADC 的 DC offset correction function 時(shí)，11 bit ADC 空采所得到的熱噪聲與直流偏移在碼域圖示如下:
在使用 ADC 的 DC offset correction function 時(shí)，11 bit ADC 空采所得到的熱噪聲與直流偏移在碼域圖示如下：
通過(guò)對比發(fā)現使能 ADC 的 DC offset correction function 后，直流偏移引起的碼域誤差被修正，熱噪聲在碼域上也從基本在 0x000 碼以上圍繞著(zhù)直流偏移波動(dòng)，變成了圍繞著(zhù) 0x000碼波動(dòng)。因此在使能 DC offset correction function 時(shí)，熱噪聲的自然波動(dòng)會(huì )引起碼域從0x000 到 0x7FF 的隨機翻轉。體現在 ADC 的 11 bit 數據線(xiàn)上就是 ADC 空采時(shí)，所有數據線(xiàn)的電平都同時(shí)在邏輯 0 與邏輯 1 之間切換。此時(shí)數據線(xiàn)對外的干擾是最大的。如果在 PCB 布局上不夠謹慎，就會(huì )使這個(gè)干擾信號耦合到 ADC 的模擬輸入端。雖然這個(gè)耦合的干擾信號幅度并不大，但是它對 ADC 的輸入信號，尤其是輸入的小信號在頻域上會(huì )形成波浪型干擾，在 ADC 空采時(shí)，則體現為紋波底噪（ripple noise floor）。 3、碼域翻轉干擾所帶來(lái)的問(wèn)題 以 ADS58H40 為例，圖示說(shuō)明碼域翻轉干擾信號耦合到 ADC 模擬輸入端的后果。
在 PCB 布局不理想時(shí)，如上圖所示輸出數據端直接或間接的通過(guò)時(shí)鐘或 ADC 的 VCM 耦合到了 ADC 的模擬輸入端。 受此干擾信號影響，將 ADS58H40 通道空采得到的數據做 FFT 變換得到的頻域圖如下：
從圖中可以清晰的看到 ADC 采集到的是波浪型底噪，它略微的惡化了 ADC 的信噪比（SNR），并且會(huì )導致小信號的幅度測量不準確，影響接收機靈敏度的測試。 為了進(jìn)一步說(shuō)明碼域翻轉干擾的影響。用不同幅度的信號輸入給 ADS58H40 進(jìn)行掃頻測試，將采集到的數據制圖如下：
ADS58H40 的采樣時(shí)鐘為 245.76MHz，針對其第二奈奎斯特域的中心 60M 范圍，使用 5 個(gè)功率等級進(jìn)行掃頻。在功率大于-40dBFs 時(shí)，由于 PCB 布局不當所引入的碼域翻轉干擾對輸入信號影響很�。ㄓ捎� ADC 前端有濾波器的關(guān)系，所以輸入信號不是完全平整的）。但是隨著(zhù)輸入信號功率的減小此干擾對輸入信號的影響越來(lái)越大，在輸入信號幅度低于-60dBFs 時(shí)，去除模擬輸入端濾波器的影響后其引起的功率誤差依然可以達到 3dB 以上。 4、針對碼域翻轉干擾的 ADS58H40 PCB 布局優(yōu)化 為了避免碼域翻轉干擾耦合到 ADC 的模擬輸入端，需要針對性的避免一些不當的 PCB 布局。碼域翻轉干擾可以通過(guò)三個(gè)途徑耦合：（1）數據輸出線(xiàn)與模擬輸入電路布局很近且平行，直接耦合。（2）數據輸出線(xiàn)耦合到 ADC 的時(shí)鐘信號再間接耦合到模擬輸入端。（3）數據輸出線(xiàn)耦合到 ADC 的 VCM，再通過(guò) VCM 間接耦合到模擬輸入端。
上圖為 ADS58H40EVM 評估板的 PCB 布局，在基站收發(fā)信機上不會(huì )有這么大的空間來(lái)給其布局，一些走線(xiàn)難免會(huì )離得很近，所以針對碼域翻轉干擾的三個(gè)耦合途徑，建議對 ADS58H40 PCB布局做出以下三個(gè)優(yōu)化： （1） ADS58H40 的數據輸出 LVDS 線(xiàn)與模擬輸入電路分開(kāi)布局，不要平行或交叉。 （2） ADS58H40 的采樣時(shí)鐘線(xiàn)與隨路時(shí)鐘線(xiàn)布局盡可能的遠離模擬輸入端，不要與其近距離平行。 （3） ADS58H40 的 VCM 線(xiàn)最好通過(guò)過(guò)孔直接從模擬輸入電路的差分端中間接入，如上圖四個(gè)紅色圈的中心。在模擬輸入端 VCM 接入口必須加上對地的濾波電容。VCM 信號不要做成 VCM 電源平面，而且布局時(shí)使其盡量遠離數據輸出線(xiàn)。 經(jīng)過(guò) PCB 布局優(yōu)化的 ADS58H40 使能 DC offset correction function 后不再具有紋波底噪，而且 ADC 底噪更佳（Figure 8）。在-60dBFs 的小信號掃頻測試中，去除模擬輸入端濾波器的影響后其波動(dòng)在 0.5dB 以?xún)取?br />
Figure 8 Normal noise floor after PCB layout optimization 5、結論 ADC 的 DC offset correction function 可以有效的抑制直流偏移所帶來(lái)的誤差。不過(guò)在PCB 布局不當時(shí)，開(kāi)啟此功能所帶來(lái)的碼域翻轉干擾會(huì )使 ADC 具有紋波底噪并且其采集到的小信號幅度波動(dòng)會(huì )達到 3dB 以上。通過(guò)針對性的 PCB 布局優(yōu)化可以有效的解決這個(gè)問(wèn)題，將-60dBFs的小信號波動(dòng)控制在 0.5dB 以?xún)取?br /> 6、參考資料
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