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引言 隨著(zhù)計算機與通信技術(shù)的飛速發(fā)展，作為配套設備的開(kāi)關(guān)電源也獲得了長(cháng)足進(jìn)步，并隨著(zhù)新器件、新理論、新電磁材料和變換技術(shù)以及各種輔助設計分析軟件的不斷問(wèn)世，開(kāi)關(guān)電源的性能不斷提高。本文介紹一種新型的高頻DC/DC開(kāi)關(guān)變換器，并成功地應用在軍用充電機上。 DC/DC變換器主電路 改進(jìn)型移相全橋ZVS DC/DC變換器主電路結構和各點(diǎn)波形對照如圖1、圖2所示。 由于電路工作狀態(tài)在一個(gè)周期內可以分為兩個(gè)完全一樣的過(guò)程，所以以下僅僅分析半個(gè)周期的情況，而這半個(gè)周期又可分為以下三種開(kāi)關(guān)模態(tài)。 ● 開(kāi)關(guān)模態(tài)1，t0 此時(shí)Q1和Q4同時(shí)導通，變壓器副邊電感L1和整流管DS2導通，原邊能量向負載端傳遞。此模態(tài)的等效電路見(jiàn)圖3。 其中，a為變壓器變比，Vin是直流母線(xiàn)電壓，I1和I2分別是電感L1和L2電流(L1=L2=LS)，此時(shí)有等式（1）成立。 Ip(t)=aI1(t) (3) 當Q4關(guān)斷時(shí)該模態(tài)過(guò)程結束。 ● 開(kāi)關(guān)模態(tài)2，t1 在t1時(shí)刻關(guān)斷Q4，此時(shí)副邊電感L1中儲存的能量給Q4電容(或并聯(lián)電容)充電，同時(shí)將Q3兩端電容電荷放掉。為了實(shí)現軟開(kāi)關(guān)，Q4關(guān)斷和Q3開(kāi)通之間至少要存在一死區時(shí)間 Δt1，使得在Q3開(kāi)通前D3首先導通，且有下式成立。 Ip1Δt1=2CeffVin (4) 其中Ceff是開(kāi)關(guān)管漏源兩端等效電容，IP1為t1時(shí)刻變壓器原邊流過(guò)電流。當D3導通后，變壓器副邊兩個(gè)二極管DS1和DS2同時(shí)導通，電路工作在續流狀態(tài)。此時(shí)等效電路如圖4所示。 此時(shí)有如下電路方程成立。 rt=rMOSfet+rxfmr (9) 其中D為脈沖占空比，fS為電路工作頻率，L’ik為主邊變壓器漏感(或與外接電感的串聯(lián)值)，rt是變壓器原邊等效電阻，τ是原邊等效電流衰減時(shí)間常數，Vfp是反并聯(lián)二極管導通壓降。 ● 開(kāi)關(guān)模態(tài)3，t2 處于該模態(tài)時(shí)，電路原邊導通情況與以上的模態(tài)2一致。此時(shí)由于換流過(guò)程結束，DS2關(guān)斷，所以等效電路如圖5所示。 此時(shí)有電路方程如下。 這時(shí)I1、I2與模態(tài)2相同，但是DS1中將流過(guò)全部的負載電流。當Q1關(guān)斷時(shí)該模態(tài)結束，此時(shí)副邊電感L2中存儲的能量同時(shí)給開(kāi)關(guān)管Q1和Q2漏源端電容充電和放電。 Q1關(guān)斷后，D2和D3將導通，這時(shí)候就可以給Q2和Q3以開(kāi)通觸發(fā)信號了，當電流反向后，Q2、Q3導通，能量再次從原邊傳遞到副邊，于是Q2、Q3都是零電壓開(kāi)通。由于對稱(chēng)性，剩下的半個(gè)周期的工作狀況與以上完全相同。由此可以得到負載端輸出電壓，注意它與一般的全波整流電路之間的1/2倍的關(guān)系。 由工作原理可以得到如下結論。 ● 超前臂開(kāi)關(guān)管和滯后臂開(kāi)關(guān)管的ZVS都利用了次級輸出濾波電感的能量來(lái)實(shí)現，因此串聯(lián)在原邊的電感值可以大大減小，甚至可以不需要串聯(lián)電感，只用變壓器的原邊漏感。 ● 軟開(kāi)關(guān)實(shí)現時(shí)能量由副邊電感和原邊電感共同提供，因此可以在較寬的負載范圍內實(shí)現ZVS。 ● 超前臂開(kāi)關(guān)管和滯后臂開(kāi)關(guān)管實(shí)現軟開(kāi)關(guān)ZVS的條件沒(méi)有基本型電路苛刻，并且由于副邊電感的影響，它們之間的軟開(kāi)關(guān)實(shí)現條件的差異較之基本型電路大大減小。 變換器控制電路設計 該控制系統通過(guò)采集原邊母線(xiàn)電流、副邊側輸出電壓來(lái)構成電流內環(huán)和電壓外環(huán)兩個(gè)控制閉環(huán)，原理框圖如圖6所示。UCC3895是美國TI公司生產(chǎn)的一種高性能電流/電壓移相PWM控制器，是UC3875(79)的改進(jìn)型，適合于移相全橋電路，同時(shí)配合零電壓開(kāi)關(guān)工作以實(shí)現在高頻時(shí)的局部軟開(kāi)關(guān)性能，除了具有UC3875(79)的功能外，最大的改進(jìn)是增加了自適應死區設置，以適應負載變化時(shí)不同的準諧振軟開(kāi)關(guān)要求，BCDMOS工藝使得芯片的功耗更小，工作頻率更高。 從圖6所示的原理框圖可以看出，原邊母線(xiàn)電流通過(guò)電流互感器隔離采集得到，該信號再通過(guò)濾波以及斜坡補償電路后得到電流控制信號，而輸出電壓信號經(jīng)過(guò)TL431調節后經(jīng)過(guò)光耦隔離，再與設定電壓參考值比較得到電壓控制信號。電流和電壓控制信號輸入移相PWM控制器UCC3895后經(jīng)由芯片內部比較器以及脈沖產(chǎn)生電路得到四路PWM控制信號，但是有一點(diǎn)必須注意，那就是UCC3895的驅動(dòng)能力很弱，所以必須將這些控制信號加以功率放大并隔離，然后才能驅動(dòng)主電路的兩個(gè)橋臂中的開(kāi)關(guān)管。其中，采用母線(xiàn)電流的好處是它能反映同一橋臂上下開(kāi)關(guān)管的導通情況，從而為開(kāi)關(guān)管的保護電路提供一定的依據。另外，該方案成功與否的關(guān)鍵就是斜坡補償電路以及隔離驅動(dòng)電路。 仿真結果 PSPICE是電子輔助設計(EDA)中用來(lái)分析電路的工具之一，它不僅可以通過(guò)計算機來(lái)模擬電路的直流工作點(diǎn)、增益、頻率特性等，還可以用來(lái)仿真數字電路的邏輯運算，還擁有傅立葉分析、蒙特卡羅分析、最壞情況分析等特殊功能，使初步的電路設計完全可以在計算機上完成。 該電路的輸入電壓參數可以通過(guò)改變輸入交流電壓的幅值來(lái)設置，仿真電路如圖7所示，仿真的主要參數如下。 電路工作頻率為100kHz，輸入直流母線(xiàn)電壓為250～360V，諧振電感為10μH，主變壓器變比為1:1，副邊倍流整流器電感為30μH，母線(xiàn)電流互感器電流采樣比例為1:20，負載電阻為10.7Ω，仿真設置時(shí)間為10ms。 電路軟起動(dòng)波形如圖8所示，注意圖中的小方塊是該軟件所設定的標注。由圖可以看出，在上電后PWM脈沖波形是逐漸展開(kāi)的，這一點(diǎn)對于防止主變壓器的偏磁非常重要。而且在軟起動(dòng)過(guò)程中，eap端電壓V(EAP)和外接軟起動(dòng)電容兩端電壓VSS之間的箝位關(guān)系，圖中V(R32:1)是負載端電壓。 軟開(kāi)關(guān)的效果圖如圖9、圖10所示，通過(guò)圖中時(shí)間標注虛線(xiàn)可以看出該開(kāi)關(guān)管是零電壓開(kāi)通電壓關(guān)端的。在開(kāi)通時(shí)，柵源電壓上升到柵平臺時(shí)漏源電壓已經(jīng)為零，而電流在經(jīng)過(guò)反并聯(lián)二極管的反向恢復后開(kāi)始由零值處上升；而在關(guān)斷時(shí)，由于IGBT少數載流子存儲效應產(chǎn)生的電流拖尾，所以軟關(guān)斷不很明顯。 結語(yǔ) 該電路設計方案結合了電流模式控制、移相PWM控制、倍流整流器電路、最新驅動(dòng)芯片以及專(zhuān)門(mén)設計的開(kāi)關(guān)器件的一些優(yōu)點(diǎn)。從實(shí)驗波形來(lái)看，變換器的超前與滯后橋臂開(kāi)關(guān)器件均能很好地實(shí)現零電壓軟開(kāi)關(guān)，并且零電壓軟開(kāi)關(guān)的實(shí)現條件以及兩個(gè)橋臂軟開(kāi)關(guān)的差異也比基本型電路小。除此之外，采用倍流整流器電路后，變換器的設計也更加簡(jiǎn)單。采用仿真手段能給開(kāi)關(guān)電源設計提供極大的幫助，尤其是在采用新方案或是新電路拓撲時(shí)。 |
