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通過(guò)采樣電壓與電流的乘積并進(jìn)行平均處理可以完成60Hz電路的平均功耗測量(相當于VRMS × IRMS × cos(φ))。這里要用四象限乘法，因為瞬時(shí)電壓和電流可能具有相反的極性。它有很多種實(shí)現方法，包括模數(A/D)轉換+數字信號處理，或者使用相對昂貴的模擬乘法器芯片+模擬或數字處理。本設計實(shí)例介紹了第三種方法。這種方法使用便宜的運放和模擬開(kāi)關(guān)實(shí)現脈沖寬度/脈沖幅度調制器(PWM/PAM)并將它用作四象限乘法器。這種電路經(jīng)過(guò)修改可以用于許多不同的應用。 PWM/PAM乘法器的基本概念是，一個(gè)(非重疊)脈沖波形在單個(gè)周期內的平均值等于脈沖面積除以脈沖重復周期。由于每個(gè)矩形脈沖幅度正比于電壓值，寬度正比于電流，矩形面積正比于電壓與電流的乘積。如果脈沖重復速率遠高于被測頻率，那么就可以假設在脈沖波形的一個(gè)周期內電壓和電流不會(huì )有明顯的變化。PWM/PAM輸出連到一個(gè)低通濾波器，用于濾除脈沖頻率及其諧波，并恢復出想要的平均值。 電路共使用了兩個(gè)變壓器：一個(gè)是降壓變壓器TR1，用于產(chǎn)生低電平的電壓信號；另一個(gè)是電流變壓器TR2，用于產(chǎn)生低電平的電流信號，并具有完全的電流隔離。 圖1：使用脈沖調制技術(shù)測量交流功耗。 運放IC1-A用作比較器，產(chǎn)生頻率約為6kHz且相當線(xiàn)性的三角波(圖2)。為了取得低于滿(mǎn)刻度1%的誤差，這種過(guò)采樣是必須的(100乘以60Hz信號頻率，或50乘以理論上的奈奎斯特頻率)。三角波的峰峰幅度必須滿(mǎn)足兩個(gè)條件才能獲得可接受的線(xiàn)性響應。首先，它必須大于或等于T2產(chǎn)生的交流電流最大峰峰值電壓，這樣才能實(shí)現100%的PWM占空比。其次，它必須至少比±VCC低10%。 圖2：IC1-B(-)輸入。 運放IC1-B被配置為產(chǎn)生零基線(xiàn)的雙極方波(圖3)，其占空比取決于T2產(chǎn)生的電流信號的瞬時(shí)值。電容C2用于獲得陡峭的輸出電壓轉換。運放的壓擺率必須大于等于10V/μs，以便產(chǎn)生最優(yōu)的方波PWM信號。當T2產(chǎn)生的瞬時(shí)電流信號值為0時(shí)，IC1-B將輸出占空比為50%的信號。隨著(zhù)電流信號從0增加到滿(mǎn)刻度，占空比隨之從50%增加到100%。當電流信號從0降低到負的滿(mǎn)刻度時(shí)，占空比將從50%減小到0%。 圖3：IC1-B輸出。 運放IC2-A、開(kāi)關(guān)IC3-A和相關(guān)的電阻實(shí)現了一個(gè)四象限乘法器，實(shí)現形式相當于增益為+1(開(kāi)關(guān)閉合)或-1(開(kāi)關(guān)斷開(kāi))的放大器。開(kāi)關(guān)由IC1-B的PWM輸出進(jìn)行控制。當IC1-B的輸出為正時(shí)，開(kāi)關(guān)閉合；當IC1-B的輸出為負時(shí)，開(kāi)關(guān)斷開(kāi)。從IC2-A產(chǎn)生的輸出(圖4)是IC1-BPWM輸出的復制(占空比正比于電流)，除了幅度正比于電壓外。 圖4：IC2-A輸出。 IC2-B是電路的最后一級，是一個(gè)低通濾波器，用于移除6kHz的PWM頻率及其諧波以及60Hz調制信號。它的輸出正比于PWM信號的平均值，因此就是平均的60Hz功耗值。 |
