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1 引言 毫米波混頻器是毫米波通信、測量、雷達、電子對抗等系統中不可缺少的關(guān)鍵部件。當系統使用頻率進(jìn)入毫米波頻段后，對應的基波混頻器的本振源制作難度較大，成本較高。從降低成本、利用現有成熟技術(shù)的角度考慮，采用諧波混頻可以降低本振的工作頻率，而且可得到相當于基波平衡混頻器的噪聲性能，在毫米波頻段被廣泛應用。 2 諧波混頻器原理 諧波混頻主要是利用二極管的非線(xiàn)性得到本振的n(2，4，6……)次諧波和射頻混頻，再由匹配電路，濾波電路選出所需中頻。通常采用反向并聯(lián)二極管對，使輸出電路中，射頻只與本振的偶次諧波混頻，諧波成分比單管混頻減少一半，而幅度卻比單管大一倍。奇次本振只在管對內部，輸出電路中沒(méi)有本振的奇次諧波，這樣既簡(jiǎn)化了電路，減少了噪聲，同時(shí)大大降低了變頻損耗。整體原理框圖如下： 圖1 諧波混頻原理框圖 3 緊湊微波諧振單元(CMRC)濾波器 低通濾波器是現代通信系統中的關(guān)鍵部分，傳統微帶低通濾波器采用高低阻抗線(xiàn)或開(kāi)路線(xiàn)結構，受傳輸線(xiàn)最高阻抗的限制，它們阻帶窄，寄生通帶影響大。針對這些缺點(diǎn)，現代微帶低通濾波器著(zhù)重研究光子帶隙(PBG)或缺陷地(DGS)兩種結構，通過(guò)這些結構具有的等效電容和等效電感，實(shí)現了非常高的阻抗，從而大大提高了濾波器的性能，同時(shí)還具有寬帶阻和慢波特性。 根據傳輸線(xiàn)理論，無(wú)耗線(xiàn)的波速 ，L、C是單位長(cháng)度的分布串聯(lián)電感、分布并聯(lián)電容。通過(guò)增大L、C就能減小波速v，得到慢波特性。 對于慢波結構，頻率f變化時(shí)，由于波速v較小，波長(cháng)λ相對變化小，對結構的影響小。另一方面，對于同一頻率，慢波結構的波長(cháng)λ小，則相應的結構尺寸也小。CMRC低通濾波器的幾何結構如圖2： 圖2 CMRC低通濾波器 它包括兩端50歐匹配線(xiàn)，中間一根長(cháng)水平傳輸線(xiàn)，八根水平耦合線(xiàn)和四根垂直補償線(xiàn)，這些細線(xiàn)大大增強了電感，而平行線(xiàn)之間的縫隙又增大了傳輸線(xiàn)的電容。電容電感的增加使得這個(gè)結構具有慢波特性，而且這些各種不同的電容電感產(chǎn)生了多個(gè)傳輸零點(diǎn)，使得電路具有寬阻帶的效果。等效電路如圖3。 圖3 CMRC濾波器等效電路 這里電感L1、L2、L3代表橫向細微帶，L4、L5代表縱向細微帶。電容C1、C2表示微帶線(xiàn)之間的耦合電容，C3、C4、C5表示微帶與地之間的電容。 4 電路設計及仿真 本設計采用RT/duroid 5880 高頻基片，基片厚0.254mm，介電常數2.2。它采用增強型聚四氟乙烯材料，具有低損耗、低吸濕、同向性、頻率一致性以及良好的抗腐蝕性，廣泛應用于毫米波電路設計。二極管選用DMK2308是砷化鎵肖特基反向并聯(lián)二極管管對，它主要應用于20～100GHz，具有低結電容和低串聯(lián)電阻。 射頻中心頻率freq_RF=37.5GHz，射頻功率P_RF=-10dBm;本振中心頻率freq_LO=9.6GHz，本振功率P_LO=10dBm。 4.1 波導-微帶過(guò)渡設計 目前常用的波導-微帶過(guò)渡結構有：階梯脊波導過(guò)渡、鰭線(xiàn)過(guò)渡、耦合探針過(guò)渡等。它們帶寬都較寬(10%～20%帶寬內回波損耗在15dB以下)，插入損耗小。階梯脊波導過(guò)渡加工復雜;耦合探針過(guò)渡波導出口方向與電路平行，不滿(mǎn)足很多系統的結構要求;鰭線(xiàn)過(guò)渡可視為準平面結構，直接印刷在基片上，簡(jiǎn)單方便。本文就是采用雙面鮨線(xiàn)過(guò)渡結構，如圖4： 圖4 波導～微帶鮨線(xiàn)過(guò)渡 漸變方式采用余弦平方結構： 這里W(z)是漸變線(xiàn)寬，b是波導窄邊寬度(3.556mm)，w是50歐微帶線(xiàn)寬度(0.76mm)，L是漸變段總長(cháng)(13mm)。圖中右下方的120度金屬弧塊是為了降低諧振頻率，確保其落在有用通帶之外。上下兩邊的通孔條帶是為了阻斷縱向電流，減小通帶損耗。三維電磁場(chǎng)仿真軟件HFSS仿真結果如圖5： 圓弧塊使鰭線(xiàn)過(guò)渡的諧振點(diǎn)落在30GHz以下，確保其偏離有用頻段34GHz～40GHz。在30GHz～40GHz帶寬內，鰭線(xiàn)過(guò)渡段插入損耗小于0.15dB，回波損耗在20dB左右，使射頻信號由波導幾乎無(wú)損耗的過(guò)渡到微帶部分。 圖5 波導-微帶過(guò)渡 4.2 中頻低通濾波器設計 對于中頻輸出端，應該通中頻IF(=4*LO-RF=900MHz)。主要阻止本振(9.6GHz)、射頻(37.5GHz)、本振奇次諧波(3LO=28.8GHz、5LO=48GHz)、射頻與偶次本振的諧波(RF-2LO=18.3GHz)。 為了更好的實(shí)現上面的要求，這里選用了兩個(gè)CMRC級聯(lián)的形式，如圖6 圖6 兩級CMRC中頻端濾波器 第一級中間窄帶長(cháng)度選7.6mm，它在9.6GHz處有20dB的抑制。第二級中間窄帶長(cháng)度選2.6mm，它對15GHz～100GHz的頻率都有比較好的抑制。級聯(lián)后HFSS仿真結果如圖7 圖7 中頻端濾波器仿真結果 級聯(lián)后過(guò)渡帶更加陡峭，對要求阻斷的頻點(diǎn)有了更好的抑制。與傳統高低阻抗濾波器相比，尺寸減小了15mm，對28.8GHz、37.5GHz更多抑制了20dB左右。而且高低阻抗線(xiàn)設計的濾波器在0～50GHz范圍內約有3、4個(gè)寄生通帶，影響了整個(gè)系統的帶寬，而本設計完全消除了這些寄生通帶。 4.3 本振濾波器設計 在本振輸入端，應該通本振(9.6GHz)，阻射頻(37.5GHz)、本振奇次諧波(3LO=28.8GHz、5LO=48GHz)、射頻與偶次本振的諧波(RF-2LO=18.3GHz)。 同中頻低通濾波器設計類(lèi)似，也采用兩個(gè)CMRC級聯(lián)形式，其中一級長(cháng)度也選2.6mm，二級長(cháng)度選1.6mm，級聯(lián)后HFSS仿真結果如下： 圖8 本振端濾波器仿真結果 它對20GHz以后的頻率都有了20dB以上的抑制，很好滿(mǎn)足了設計的要求。 5 整體電路設計 最后，經(jīng)過(guò)優(yōu)化設計的整體電路如圖9。電路左側為射頻輸入，右側為本振輸入，中頻由上端輸出。 圖9 整體電路加工圖 結合HFSS和ADS，仿真得變頻損耗隨射頻輸入頻率變化結果如圖10： 圖10 Ka波段四次諧波混頻器變頻損耗 由圖可見(jiàn)，15dB以下變頻損耗帶寬約有4.5GHz，最低變頻損耗為7.2dB。 6 總結 本文介紹了諧波混頻器的基本原理，分析了CMRC結構的慢波、寬帶阻特性，據此設計出一種性能良好的Ka波段寬頻帶四次諧波混頻器。變頻損耗在15dB以?xún)鹊膸捰?.5GHz。在射頻頻率37.5GHz，本振功率10dBm，中頻頻率900MHz時(shí)，變頻損耗為7.2dB。實(shí)驗研究工作正在進(jìn)行中。 |
