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混頻器是無(wú)線(xiàn)收發(fā)機中的核心模塊， 對整個(gè)系統的性能具有很大影響。線(xiàn)性度、轉換增益是衡量一個(gè)混頻器性能的重要指標。 在接收機中， 混頻器具有一定的轉換增益可以降低混頻器后面各級模塊設計的難度， 有利于提高系統噪聲性能和靈敏度。線(xiàn)性度決定了混頻器能處理的最大信號強度。隨著(zhù)現代通訊系統對性能要求越來(lái)越高， 無(wú)論是應用于接收機系統的下變頻器(本文指的混頻器) ， 還是應用于發(fā)射機系統中的上變頻器都要求具有較高的線(xiàn)性度。因此設計具有高增益和高線(xiàn)性度的混頻器就成為業(yè)界一直研究的熱點(diǎn)。 在CMOS電路設計中， 電流復用和電流注入技術(shù)常被用于提高電路的線(xiàn)性度和轉換增益。然而，電流注入技術(shù)只能增大轉換增益， 卻不適用于低功率應用， 因為注入的電流必須足夠大才能使轉換增益和噪聲系數達到比較好的指標。本文采用了電流復用技術(shù)和本振信號偶次諧波的方法設計了一種高增益高線(xiàn)性度混頻器。 1 電路設計與分析 1. 1 電路結構 對大多數的接收機拓撲結構(如圖1) 來(lái)說(shuō)， 由于本地振蕩信號通路與射頻信號通路之間通過(guò)寄生電容或者襯底等方式耦合， 可能造成本地振蕩信號的泄漏。其中一條通路是本振( LO)信號泄漏到中頻( IF)輸出端， 另一條通路是LO 信號不僅通過(guò)并聯(lián)電容耦合直接進(jìn)入混頻器， 而且泄漏到LNA 的輸入端并被LNA 放大后進(jìn)入混頻器的輸入端， 被放大的LO 泄漏信號和耦合的LO 信號一起注入到混頻器的輸入端并直接下變頻到IF， 這就會(huì )造成零中頻接收機系統的直流偏移干擾有用信號。同時(shí)， 直接泄漏到中頻端口的本振信號減小IF 信號的動(dòng)態(tài)范圍。這種由耦合方式造成的效應可以通過(guò)偶次諧波混頻器來(lái)改善。 一般接收機的拓撲結構 圖1 一般接收機的拓撲結構 為此， 本文設計的混頻器采用了如圖2所示的拓撲結構。這個(gè)結構中采用了本振倍頻電路和電流復用電路分別提高了端口的隔離度以及電路的轉換增益和線(xiàn)性度。由于LO 信號是差分輸入， 在兩個(gè)差分管完全一致的情況下， 在節點(diǎn)A 處將形成一個(gè)對交流信號的虛地點(diǎn)， 即LO 信號在A(yíng) 點(diǎn)短路， 從而提高了混頻器的隔離度。同時(shí)， LO管使用短溝道管時(shí)， 這種差分對管在節點(diǎn)A 處得到LO 倍頻信號， 后面將會(huì )詳細分析。因此， RF信號與LO 信號的二次諧波信號進(jìn)行混頻且f IF = |fRF - 2fLO |。使用本振二次諧波的方法將不會(huì )產(chǎn)生LO 信號泄漏， 同時(shí)LO 信號的頻率將是使用基波混頻器的一半， 大大降低了本地振蕩器設計的難度。該結構中電感LE 的使用， 增大了進(jìn)入混頻的LO 信號二次諧波的幅度， 有助增大線(xiàn)性度，也降低了噪聲系數， 同時(shí)該電感作為推挽通路的增強， 擴展了電流復用電路的動(dòng)態(tài)范圍。該混頻器的中頻輸出端接源跟隨器做為輸出緩沖電路。 偶次諧波混頻器拓撲結構 圖2 偶次諧波混頻器拓撲結構。 1. 2 電流復用電路分析 射頻輸入端使用的電流復用結構如圖2 中MRFP1和MRFN 1以及MRFP2和MRFN2所示， 兩路結構完全對稱(chēng)， 該結構的跨導為gm = gm p + gmn， 其中g(shù)mp為晶體管MRFP1和MRFP2跨導， gm n為晶體管MRFN 1和MRFN 2的跨導。因此， 采用電流復用結構增大了跨導級的跨導， 從而實(shí)現了混頻器的高增益性能。 根據溝道長(cháng)度效應， 跨導管電流表達式為: 這里， n 是跨導參數， vin是輸入信號， !V = VG S - Vt是過(guò)驅動(dòng)電壓， n 是溝道長(cháng)度調制系數， Vt 是閾值電壓。根據( 1)式可得輸出電流: 從( 2)式也可看出， 組成電流復用結構的跨導是兩個(gè)晶體管的跨導的總和。 當輸入信號為正時(shí)，MRFN工作于飽和區， MRFP工作于截止區并等效成電阻RRFP， 此時(shí)， 整個(gè)電流復用結構等效成一個(gè)n溝道的共源放大器， 同理， 當輸入信號為負時(shí)， 該結構等效成一個(gè)p 溝道的共源放大器， 該電流復用結構組成了推挽電路并增大了電路的動(dòng)態(tài)范圍， 提高了電路的線(xiàn)性度。 1. 3 倍頻電路 為了進(jìn)一步分析本振信號倍頻原理， 將本文設計混頻器(圖2)中的帶電感倍頻電路單獨給出， 如圖3所示。根據式( 1) ， 晶體管MLON1和MLON2的漏電流ILON+ 和ILON- 可表示為: 這里， vLO是LO 正弦輸入信號， 且 aLO是該信號的幅度， △VLON = VLO - VTN是MLON 1和MLON 2的過(guò)驅動(dòng)電壓。根據式( 3)， 流經(jīng)電流復用電路和倍頻電路的總電流ICR為ILON+ 、ILON- 的和， 即得: 其中： 該信號即為L(cháng)O 的2次諧波信號。 從式( 4)可看出， 在節點(diǎn)VCOM 處產(chǎn)生了LO 倍頻信號i2LO， 同時(shí)基頻信號被抵消。假設電感的阻抗為ZLE = RLE + j2ωLOLE， 混頻點(diǎn)處的電壓Va 可表示為： 其中， LE 和RLE分別是電感的值和寄生負載， 根據式( 5)， 由于該電感的存在， 混頻處的電壓幅度Va 大于VCOM ， 這提高了進(jìn)入混頻器的LO 二次諧波信號的功率， 也就是說(shuō)提高了有用信號的功率， 所以有助于提高該拓撲結構的線(xiàn)性度， 同時(shí)也有利于減小噪聲系數。 倍頻電路 圖3 倍頻電路 1. 4 其他設計考慮 根據參考文獻 ， 我們在電路設計過(guò)程中做了以下考慮。從轉換增益考慮， △VLO必須較小， 而 βRFN和 βRFP必須較大。當 βRFN和βRFP大到一定程度時(shí)， MRFN 和MR FP 將進(jìn)入弱反型區， 當MRFN和MRFP都處于弱反型區時(shí)， 轉換增益將會(huì )急速增加， 但是同時(shí)， 線(xiàn)性度將急劇惡化。幸運的是， 我們可以通過(guò)增加LO 的功率來(lái)同時(shí)提高轉換增益和線(xiàn)性度。 這與吉爾伯特混頻器有所不同， 對于吉爾伯特結構來(lái)說(shuō)， 增加LO功率只能使轉換增益增加， 但是線(xiàn)性度會(huì )惡化。所以在設計過(guò)程中， 必須考慮使用適當的LO 功率和△VLO， 電流復用對晶體管的尺寸和偏置要折中。我們可以設置偏置， 使△VLO處于弱反型區來(lái)得到低功耗， 同時(shí)從電流復用對上補償線(xiàn)性度，并通過(guò)設置合適的LO功率得到適當的轉換增益。 2 電路仿真 本文混頻器電路設計基于SM IC0. 18 m 標準CMOS工藝庫， 運用ADS進(jìn)行了仿真�；祛l器工作在1. 8 V 電源電壓下， 射頻輸入頻率1. 575 GH z， 功率為- 30 dBm; 本振頻率789. 5 MH z， 功率為- 5 dBm。 圖4給出了轉換增益和三階交調截至點(diǎn)( IIP3)隨本振信號功率和射頻信號功率變化曲線(xiàn)。圖4( a)顯示了固定射頻信號為- 30 dBm， 本振信號功率為- 5 dBm時(shí)轉換增益達最大為20. 848 dB; 本振信號功率從- 8 dBm到- 5 dBm， IIP3緩慢增加到- 3 dBm， 然后開(kāi)始下降。圖4 ( b) 顯示了固定本振信號功率為- 5 dBm， 轉換增益在射頻輸入信號大于- 20 dBm 時(shí)開(kāi)始下降， IIP3在- 11 dBm 到- 2. 297 dBm 波動(dòng)。仿真結果顯示， 該混頻器具有高增益、高線(xiàn)性度的優(yōu)點(diǎn)。 增益和IIP3隨本振功率和射頻功率變化的曲線(xiàn) 圖4 增益和IIP3隨本振功率和射頻功率變化的曲線(xiàn) 表1給出了本設計的仿真結果與近期發(fā)表的論文中混頻器電路結果的比較， 可以看到， 該混頻器電路在轉換增益和線(xiàn)性度上具有一定的優(yōu)勢。 表1 混頻器性能總結與比較 混頻器性能總結與比較 設計的混頻器版圖用C adence進(jìn)行了繪制， 如圖5所示。面積為0. 751mm 0. 88mm。 混頻器版圖設計 圖5 混頻器版圖設計 3 總結 本文采用電流復用和偶次諧波技術(shù)設計了CMOS偶次諧波混頻器， 經(jīng)過(guò)對電路優(yōu)化設計， 仿真結果表明， 該拓撲結構具有高轉換增益、高線(xiàn)性度、低功耗的優(yōu)點(diǎn)， 在便攜式無(wú)線(xiàn)通信系統中具有較好的應用前景。 |
