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跨阻放大器(TIA)是光學(xué)傳感器(如光電二極管)的前端放大器，用于將傳感器的輸出電流轉換為電壓�？缱璺糯笃鞯母拍詈芎�(jiǎn)單，即運算放大器(op amp)兩端的反饋電阻(RF)使用歐姆定律VOUT= I × RF將電流(I)轉換為電壓(VOUT)。在這一系列博文中，我將介紹如何補償TIA，及如何優(yōu)化其噪聲性能。對于TIA帶寬、穩定性和噪聲等關(guān)鍵參數的定量分析，請參見(jiàn)標題為“用于高速放大器的跨阻抗注意事項”的應用注釋。 在實(shí)際電路中，寄生電容會(huì )與反饋電阻交互，在放大器的回路增益響應中形成不必要的極點(diǎn)和零點(diǎn)。寄生輸入和反饋電容的最常見(jiàn)來(lái)源包括光電二極管電容(CD)、運算放大器的共模(CCM)和差分輸入電容(CDIFF)，以及電路板的電容(CPCB)。反饋電阻RF并不理想，并且具有可能高達0.2pF的寄生并聯(lián)電容。在高速TIA應用中，這些寄生電容相互交互，也與RF交互生成一個(gè)不理想的響應。在本篇博文中，我將闡述如何來(lái)補償TIA。 圖1顯示了具有寄生輸入和反饋電容源的完整TIA電路。 圖1：含寄生電容的TIA電路 三個(gè)關(guān)鍵因素決定TIA的帶寬： · 總輸入電容(CTOT)。 · 由RF設置理想的跨阻增益。 · 運算放大器的增益帶寬積(GBP)：增益帶寬越高，產(chǎn)生的閉環(huán)跨阻帶寬就越高。 這三個(gè)因素相互關(guān)聯(lián)：對特定的運算放大器來(lái)說(shuō)，定位增益將設置最大帶寬;反之，定位帶寬將設置最大增益。 無(wú)寄生的單極放大器 這一分析的第一步假定在A(yíng)OL響應和表1所示的規格中有一個(gè)單極的運算放大器。 DC、AOL(DC)時(shí)運算放大器的開(kāi)環(huán)增益 120dB 運算放大器GBP 1GHz 反饋電阻RF 159.15kW 表1：TIA規格 放大器的閉環(huán)穩定性與其相位裕度ΦM有關(guān)，相位裕度由定義為AOL× β的環(huán)路增益響應來(lái)確定，其中β是噪聲增益的倒數。圖2和圖3中分別顯示了用來(lái)確定運算放大器AOL和噪聲增益的TINA-TI?電路。圖2配置了一個(gè)開(kāi)環(huán)配置的在試設備(DUT)，以導出其AOL。圖3使用了一個(gè)具有理想RF、CF和CTOT的理想運算放大器來(lái)得出噪聲增益-1/β。圖3目前不包括寄生元件CF和CTOT。 圖2：用來(lái)確定AOL的DUT配置 圖3：用來(lái)確定噪聲增益(1/β)的理想放大器配置 圖4所示為環(huán)路增益AOL和1/β的模擬幅度和相位。由于1/β為純阻抗式，其響應在頻率中較為平坦。由于該放大器是一個(gè)如圖3所示的單位增益配置，環(huán)路增益是AOL(dB) + β(dB) = AOL(dB)。因此，AOL和環(huán)路增益曲線(xiàn)如圖4所示彼此交疊。由于這是一個(gè)單極系統，因AOL極的存在，fd條件下的總相移為90°。最終ΦM為180°-90°= 90°，并且TIA是絕對穩定的。 圖4：模擬回路增益，理想狀態(tài)下的AOL和1/β 輸入電容的影響(CTOT) 讓我們來(lái)分析一下放大器輸入電容對回路增益響應的影響。假設總有效輸入電容CTOT為10pF。 CTOT和RF組合將在fz= 1/(2πRFCTOT) = 100kHz的頻率條件下在1/β曲線(xiàn)上創(chuàng )建一個(gè)零點(diǎn)。圖5和圖6顯示了電路和產(chǎn)生的頻率響應。AOL和1/β曲線(xiàn)在10MHz條件下相交 — fz(100kHz)和GBP(1GHz)的幾何平均值。1/β曲線(xiàn)中的零點(diǎn)變成β曲線(xiàn)中的極點(diǎn)。所得的環(huán)路增益將具有如圖6所示的兩極響應。 零點(diǎn)使得1/β的幅度以20dB/decade的速度增大，并在40dB/decade接近率(ROC)條件下與AOL曲線(xiàn)相交，從而形成了潛在的不穩定性。頻率為1kHz時(shí)，占主導地位的AOL極點(diǎn)在回路增益中出現90°的相移。頻率為100kHz時(shí)，零頻率fz又發(fā)生一次90°的相移。最終影響為1MHz。由于回路增益交叉只在10MHz條件下發(fā)生，fd和 fz的總相移將為180°，從而得出ΦM= 0°，并指示TIA電路是不穩定的。 圖5：含10pF輸入電容的模擬電路 圖6：含輸入電容影響時(shí)的模擬回路增益AOL和(1/β) 反饋電容的影響(CF) 為恢復因fz造成的失相，通過(guò)增加與RF并聯(lián)的電容CF，將極點(diǎn)fp1插入1/β響應。fp1處于1/(2πRFCF)。為了得到最大平坦度的閉環(huán)巴特沃斯響應(ΦM= 64°)，使用等式1計算CF： 其中，f-3dB是在等式2中所示的閉環(huán)帶寬： 計算得出CF= 0.14pF，f-3dB = 10MHz。fz處于≈7MHz的位置。反饋電容器包括來(lái)自印刷電路板和RF的寄生電容。為了最大限度地減少CPCB，移除放大器的反相輸入和輸出引腳之間的反饋跟蹤下方的接地和電源層。使用諸如0201和0402的小型電阻器，降低由反饋元件產(chǎn)生的寄生電容。圖7和圖8顯示了電路和產(chǎn)生的頻率響應。 圖7：包括一個(gè)14pF反饋電容的模擬電路 圖8：包括輸入和反饋電容影響時(shí)的模擬環(huán)路增益AOL和1/β 表2使用波特曲線(xiàn)理論匯總了回路增益響應中的拐點(diǎn)。 原因 幅度影響 相位影響 AOL主極點(diǎn)，fd= 1kHz 從1kHz開(kāi)始，幅度以-20dB/dec的速率下降 頻率為100Hz-10kHz時(shí)，相位從180°開(kāi)始以-45°/dec的速率下降 fz= 100kHz 時(shí)1/β零位 在fd的影響下，從100kHz開(kāi)始，幅度以-40dB/dec的速率下降 頻率為10kHz-1MHz時(shí)，相位從90°開(kāi)始以-45°/dec的速率下降 fp1= 7MHz時(shí)1/β極點(diǎn) 在前兩種影響下，回路增益幅度的斜率從-40ddB/dec降至-20dB/dec 從700kHz開(kāi)始，相位以45°/dec的速率增大，并開(kāi)始恢復。其影響將一直持續增大到700MHz。 表2：極點(diǎn)和零點(diǎn)對回路增益幅度和相位的影響 設計TIA時(shí)，客戶(hù)必須了解光電二極管的電容，因為該電容通常由應用確定�？紤]到光電二極管的電容，下一步是選擇適合應用的正確放大器。 選擇適合的放大器需要理解放大器的GBP、期望的跨阻增益和閉環(huán)帶寬，以及輸入電容和反饋電容之間的關(guān)系�？蛻�(hù)可找到一個(gè)整合本篇博文中所述方程和理論的Excel計算器。若客戶(hù)正在設計TIA，一定要查看此計算器，從而為您節約大量時(shí)間，省去大量人工計算。 |
