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在電氣技術(shù)指標滿(mǎn)足正常使用要求的條件下，為使電源的元器件在各種惡劣環(huán)境下能夠安全可靠地工作，必須設計保護電路。設計保護電路的過(guò)程中，如何選擇元件的參數是設計的關(guān)鍵。若參數選擇不合理，保護電路將影響電源的性能，甚至損壞器件，因此對保護電路選擇合理的參數對電源的可靠性起到至關(guān)重要的作用。 針對影響開(kāi)關(guān)電源可靠性的環(huán)節，本文詳細介紹了防浪涌軟啟動(dòng)電路、瞬時(shí)過(guò)壓抑制電路以及消除變壓器直流偏磁電路的設計方案，并且對保護電路中元件的選型給出了計算方法。本文所介紹的保護電路專(zhuān)門(mén)針對輸出空載電壓70V,輸出電流160A,頻率20kHz，額定功率6kW的弧焊電源。 弧焊電源的電路結構 數字弧焊電源由主電路、控制電路兩部分組成。其中，主電路由整流環(huán)節、濾波環(huán)節、逆變環(huán)節、變壓整流濾波環(huán)節等部分組成。主回路的結構如圖1所示。 圖1 電源主回路結構圖 整流部分采用三相全波整流模塊，濾波部分采用兩組并聯(lián)和兩組串聯(lián)結構的工頻濾波電容，濾波后的直流電送入逆變模塊的輸入端。逆變模塊采用智能IPM模塊。從電路形式上看，IPM與全橋逆變器結構相同，驅動(dòng)器驅動(dòng)兩個(gè)對角元件同時(shí)導通，將輸入電壓交錯疊加到高頻變壓器的初級，并且可以使用改變占空比的方法調整輸出電壓。高頻變壓器的輸出經(jīng)二極管和電抗器進(jìn)行整流、濾波，輸出穩定的直流。 工頻整流后的直流輸出電壓Ud為537V。輸出最大電流I0=160A。由于采用兩個(gè)變壓器串聯(lián)的結構，每個(gè)變壓器次級輸出電流Id=Io/2，則變壓器原邊的輸入電流I=N2/N1×Id≈1/5×80=16(A)，變壓器原邊的輸入電壓V=Ud/2≈270V，整流橋交流側電流為： 弧焊電源保護電路的設計 1 防浪涌軟啟動(dòng)電路的設計 電源的輸入為電容器輸入型，即采用電容器對直流輸入進(jìn)行濾波，因此一旦附加有交流脈動(dòng)時(shí)，電容中就有電流流過(guò)。電源的三相輸入電流在合閘瞬間，由于電容器上的初始電壓為零，電容器在充電瞬間會(huì )形成很大的浪涌電流。特別是大功率開(kāi)關(guān)電源，采用容量較大的濾波電容器，浪涌電流會(huì )達100A以上。在電源接通瞬間產(chǎn)生如此大的浪涌電流，重者往往會(huì )導致輸入熔斷器燒斷或合閘開(kāi)關(guān)的觸點(diǎn)燒壞，整流橋過(guò)流損壞；輕者也會(huì )使空氣開(kāi)關(guān)產(chǎn)生打火現象，合不上閘。為此，要設置防止浪涌電流的軟啟動(dòng)電路，以保證電源正常而可靠運行。 浪涌電流的值隨著(zhù)輸入電壓的增大而增大，當交流側的輸入電壓相位達到90o時(shí)為最大值。采用電容進(jìn)行濾波通常導致輸入電流的峰值Iacp約為Iac的3～4倍。如果能對浪涌電流進(jìn)行有效的抑制，那么浪涌電流可以抑制到交流輸入Iac的5倍以下。但是，如果過(guò)度抑制浪涌電流，則電容器充分充電的時(shí)間增長(cháng)，充電尚未結束前就產(chǎn)生振蕩，有2次性的沖擊電流流通，因此浪涌抑制電路中電阻的選擇非常重要。軟啟動(dòng)電路如圖2所示。 圖2 輸入沖擊抑制電路 根據（1）式的計算得出交流輸入電流Iac=14A，則浪涌電流可以按交流輸入的4倍來(lái)抑制I’=1/4×Iac=3.5A，輸入相電壓為220V，則輸入相電壓的峰值Eip為311V。 需要的電阻值為 R=Eip/Iac=89Ω （2） 電阻的瞬間功率為 PR=(Eip)2/R=1087W （3） 電阻的瞬間過(guò)功率較大，為了保證電阻對浪涌電流能夠起到有效的抑制作用，應選擇繞線(xiàn)式水泥電阻，其耐瞬間過(guò)功率可高達額定功率的100～400倍。這里，可選擇阻值為100Ω的限流電阻，功率為10W的水泥電阻。 2 直流偏磁消除電路 全橋逆變器的原理如圖3所示。 圖3 直流偏磁抑制電路 驅動(dòng)器驅動(dòng)兩個(gè)對角元件同時(shí)導通，同相的開(kāi)關(guān)管不能同時(shí)導通，否則電源將被短路。因此兩組觸發(fā)脈沖應有一段共同處于低電平的死區時(shí)間，死區時(shí)間必須要大于開(kāi)關(guān)管的最長(cháng)導通飽和延遲關(guān)斷時(shí)間。圖3中，T1、T4與T2、T3交替導通時(shí)，a、b兩點(diǎn)的電位根據開(kāi)關(guān)管的導通而浮動(dòng)。如果開(kāi)關(guān)管具有不同的開(kāi)關(guān)特性，那么在相同的基極脈沖寬度作用下，將會(huì )對a，b接點(diǎn)處的電壓波形產(chǎn)生影響，如圖4所示。 圖4 變壓器串聯(lián)耦合電容工作波形圖 圖4中，矩形A1中的反斜線(xiàn)代表了不平衡的工作特性。如果變壓器原邊的輸入電壓帶有這種不平衡特性，將會(huì )發(fā)生偏磁現象，致使鐵芯飽和并產(chǎn)生過(guò)大的集電極電流，從而降低了變換器的效率，使開(kāi)關(guān)管失控。在變壓器原邊線(xiàn)圈的輸入中串聯(lián)一個(gè)耦合電容，則將直流偏磁濾掉。 耦合電容C與輸出端的電抗器組成了一個(gè)串聯(lián)諧振電路，其諧振頻率為 其中，LR為折算到變壓器原邊的副邊電感值。 為了使耦合電容充電為線(xiàn)性，要使諧振頻率低于逆變器的開(kāi)關(guān)頻率。在設計中取諧振頻率為逆變器開(kāi)關(guān)頻率的1/4。根據公式（4）可以算出電容值為 電容器在每半個(gè)周期充電或放電一次，充電電壓為V，當電容的充電電壓為反極性的V時(shí)，若電壓過(guò)大則影響逆變器電壓的調整率。 電容的充電電壓 其中，I為變壓器原邊平均電流， Δt為電容充電時(shí)間間隔。 根據式（6）算得電容的充電電壓VC>(10%～20%)V.通過(guò)計算可以看出VC的值過(guò)大，這將對逆變器產(chǎn)生不利的影響，因此要重新確定電容值。這里，我們確定耦合電容的值為4μF。 3 瞬 時(shí)過(guò)壓抑制電路的設計 PWM調制的全橋電路的全波整流器如圖5所示，D1、D2是快恢復二極管。 圖5 緩沖電路原理圖 變壓器副邊的輸出電壓為Vs，則二極管D1、D2在截止時(shí)承受2Vs的反向電壓。由于高頻變壓器的漏電感及整流管的結間電容在截止時(shí)形成一個(gè)諧振電路，導致瞬時(shí)過(guò)壓振蕩將二極管擊穿，造成電源的輸出端短路。因此要在電源的輸出部分設置RC緩沖電路以保護快恢復二極管，提高電路的可靠性。對于大電流輸出的電源，緩沖器RC要設置在每個(gè)整流管的兩端。緩沖器的設計既要對二極管起到保護作用，又要盡量減小損耗。 結論 本文對防浪涌軟啟動(dòng)電路、瞬時(shí)過(guò)壓抑制電路以及消除變壓器直流偏磁電路等保護電路中元件的參數給出了詳細的計算方法，但在計算中變壓器與功率器件被視為理想器件將其損耗忽略。因此在實(shí)際的設計中，要對計算的理論值做一些修正，才能保證保護電路的可靠性。 |
