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CMOS電荷泵鎖相環(huán)以其高速、低抖動(dòng)、低功耗和易集成等特點(diǎn)，已廣泛用于接收機芯片、時(shí)鐘恢復電路中，如圖l所示，電荷泵對整個(gè)電荷泵鎖相環(huán)性能具有關(guān)鍵的作用，如果電荷泵的充放電電流能夠在很大的輸出電壓范圍內具有高精度的匹配，在PLL鎖定某個(gè)頻率時(shí)，LPF提供給VCO的控制電壓將是一個(gè)常數，它將顯著(zhù)降低VCO輸出頻率的抖動(dòng)，提高VCO的相位噪聲特性，并且VCO可以具有很大的調諧范圍。 1.傳統電荷泵工作機制 傳統電荷泵結構如圖2所示。 它主要由兩個(gè)受控開(kāi)關(guān)的電流源組成，通過(guò)PFD比較Fref和Fdiv的相位，如果Fref相位超前于Fdiv，則輸出UP為高電平，DN為低電平，Iup給LPF電容充電，使得VC0的控制電壓上升，控制VCO的輸出信號頻率升高；如果Fdiv相位超前于Fref，則輸出uP為低電平，DN為高電平，LPF電容通過(guò)Idown。放電，使得VCO的控制電壓下降，控制VCO的輸出信號頻率降低；如果Fref和Fdiv的相位相同，PLL達到鎖定狀態(tài)，則UP和DN信號控制充放電電流源同時(shí)打開(kāi)或關(guān)閉，具體工作狀態(tài)如表1所示。 在電路鎖定狀態(tài)，為了消除PFD的死區，電荷泵的充放電電流源在每個(gè)周期需要同時(shí)打開(kāi)一段時(shí)間，如果這兩個(gè)電流源的電流大小不精確匹配，假設Iup大于Idown，則將有Iup。減去Idown大小的電流為L(cháng)PF電容充電，使得VCO的控制電壓升高，繼而使得VCO的輸出頻率發(fā)生變化，降低了輸出時(shí)鐘的噪聲性能。而在電荷泵的充放電電流同時(shí)關(guān)閉時(shí)，由于MOS管開(kāi)關(guān)的源極和漏極寄生電容以及溝道反型層中存儲了電荷，導致電荷注入到IPF的電容上，從而引起VCO輸出頻率的變化，克服電荷共享最有效的方法是在充放電開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)用單位增益運放將輸出電壓復制到電流源漏端。由電荷泵的非理想特性導致的開(kāi)關(guān)時(shí)間延時(shí)、充放電電流失配和電荷注入引起的PLL輸出信號的相位偏差為： 式中：△Ton為充放電電流源同時(shí)打開(kāi)時(shí)間；Tref為參考時(shí)鐘信號周期；△i為電荷泵的失配電流；Icp。為電荷泵充放電電流；△td為電荷泵開(kāi)關(guān)延時(shí)時(shí)間。式(1)表明，在參考頻率固定時(shí)，可以通過(guò)減小失配電流和縮短開(kāi)關(guān)同時(shí)打開(kāi)時(shí)間來(lái)誠小輸出信號的相位誤差，而△Ton需要用來(lái)克服PFD的死區，因此，充放電電流的匹配程度對電荷泵的主要性能影響很大，提高充放電電流的匹配特性在設計電荷泵時(shí)需要著(zhù)重考慮。 2 新型電荷泵設計 圖3為本文提出的新型電荷泵結構，其中M1～M12構成一個(gè)一級的軌到軌運算放大器，M1和M2構成這個(gè)運算放大器的P管輸入極，M3和M4構成N管輸入級，M7～M12構成運放的電流求和電路，將差分輸入產(chǎn)生的小信號電流轉換成單端的電壓輸出，M15～M18構成這個(gè)運算放大器的第二級，M16的漏極接到：M1的柵極構成單位負反饋，因此可以保證M。和M2的柵極具有相同的電壓，也就是說(shuō)M15和M19具有相同的漏極電壓，M17和M21也具有相同的漏極電壓。M15和M18的柵極分別接到最低電位和最高電位，使這兩個(gè)管子都工作在深線(xiàn)性區，所以M15～M18這條支路始終有電流，電流大小為： 這個(gè)電流并不受UP和DN的信號狀態(tài)影響。A，B在UP和DN同時(shí)為低電平時(shí)分別為高電平和低電平，否則為低電平和高電平。假設： 下面分析這個(gè)電荷泵的四種工作狀態(tài)： (1)狀態(tài)1：UP為高電平，DN為低電平，電荷泵為L(cháng)PF充電開(kāi)關(guān)管M20打開(kāi)，M22關(guān)閉。由于運算放大器的存在，M15和M19的三個(gè)端口都處在相同的電位，因此I19＝aI15電荷泵以aI15大小的電流對LPF電容充電。 (2)狀態(tài)2：UP為低電平，DN為高電平，LPF通過(guò)電荷泵放電開(kāi)關(guān)管M20關(guān)閉，M22打開(kāi)。由于運算放大器的存在，M17和M21的三個(gè)端口都處在相同的電位，因此I21＝aI17泵以aI17大小的電流對LPF電容放電。 (3)狀態(tài)3：UP，DN同時(shí)為高電平，LPF輸出電壓保持穩定開(kāi)關(guān)管M20，M22同時(shí)打開(kāi)。在正常工作狀態(tài)下，因為運放的存在，使得I21＝aI17，I19＝aI15，而I17＝I15，因此I21＝I19。M19中的電流全部從M21中流到地，因此LPF電容電壓保持不變。 (4)狀態(tài)4：UP，DN同時(shí)為低電平，LPF輸出電壓保持穩定開(kāi)關(guān)管M20，M22同時(shí)關(guān)閉，此時(shí)A，B分別為高電平和低電平，控制開(kāi)關(guān)管M21，M22同時(shí)打開(kāi)，因此M19和M21的漏極電壓都為L(cháng)PF上的電容電壓，克服了電荷共享。 本結構還可以輕易地實(shí)現充放電電流的數字控制，如圖3框內所示，假設： 則可以通過(guò)2個(gè)比特控制充放電電流的三種可能(另一種充放電電流的可能為0 mA)，分別為：aIref，βIref，(α+β)Iref，這在PLL的設計中具有實(shí)際意義，因為充放電電流的大小直接影響PLL的帶寬口，因此可以根據實(shí)際情況調整電荷泵的充放電電流來(lái)調整PLL的帶寬，實(shí)現帶寬可數字控制的PLL系統。 3 仿真結果 電荷泵電路采用SMIC 0.18μmC2MOSRF工藝庫設計，充放電電流為0.4 mA，基于(2adence SpectreRF仿真得到充放電電流隨輸出電壓變化的曲線(xiàn)如圖4所示，可以看到，輸出電壓在0.3～1.62 V內，充放電電流最大失配率小于0.1％，電流絕對值偏移率小于0.6％。 在UP高電平比DN高電平多50 ns，CP接100 pF負載電容時(shí)仿真得到圖5所示電荷泵充電效果曲線(xiàn)。 在UP高電平比DN高電平少50 ns，CP接100 pF負載電容時(shí)仿真得到圖6所示電荷泵放電效果曲線(xiàn)。 從仿真效果曲線(xiàn)可以看出，電荷泵輸出電壓只在狀態(tài)1和狀態(tài)2時(shí)才發(fā)生改變，輸出電壓變化平穩，無(wú)抖動(dòng)，在狀態(tài)3和狀態(tài)4時(shí)，輸出電壓保持不變。 4 結 語(yǔ) 提出一種新型的電荷泵結構，電路采用軌到軌(rail-to-rail)的運算放大器來(lái)保證充電電流和放電電流的精確復制,采用SMIC O.18μm CMOSRF工藝設計的實(shí)際電路仿真結果表明，該結構在很大的電壓范圍內具有充放電電流精確匹配的特性，消除了傳統電荷泵存在的非理想特性，并且容易實(shí)現充放電電流的數字控制，從而實(shí)現PLL帶寬的數字控制，對PLL的設計具有實(shí)際意義。 |
