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1 引言 許多現代數據采集系統均是由高速和高精度ADC組成的。由于其低成本和低功耗，基于CMOS開(kāi)關(guān)型電容器的ADC通常被用于此類(lèi)設計中。ADC使用一個(gè)無(wú)緩沖前端，直接耦合至采樣網(wǎng)絡(luò )。為了有效地最小化噪聲和信號失真，需使用一款高速、低噪聲和低失真的運算放大器來(lái)驅動(dòng)該ADC。為了使失真最小化，將運算放大器輸出在A(yíng)DC采集時(shí)間內調節到理想的精度是非常重要的。通常，運算放大器建立時(shí)間是根據產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中規定的頻率響應時(shí)間計算得出的，也可以通過(guò)具有精度限制功能的示波器對輸出進(jìn)行測量得出，有時(shí)需要將運算放大器的輸入與輸出差值放大來(lái)實(shí)現更高的精度。但這些方法均受示波器精度以及電路寄生的限制。此外，運算放大器的建立時(shí)間還受由示波器探針導入的寄生電容和電感的影響。第二種方法是將運算放大器的輸入輸出差值放大來(lái)提高測量的精度。以上這些方法均未考慮 ADC 采樣電路和采樣數據包中的寄生電容和電感。 2 建立時(shí)間的定義 建立時(shí)間是指從理想的瞬時(shí)步進(jìn)應用輸入到閉環(huán)放大器的輸出達到并保持在一個(gè)規定的對稱(chēng)性誤差范圍的時(shí)間。建立時(shí)間包括一個(gè)非常短暫的傳播延遲時(shí)間，以及將輸出轉換至最終值近似值所需的時(shí)間，然后結合轉換從過(guò)載條件下恢復，最后穩定在規定誤差范圍內。對于高精度ADC來(lái)說(shuō)，規定的誤差范圍通常為一個(gè)最低位(LSB)ADC的四分之一。 2.1 基本設置 此處使用的 ADC 是 TI 推出的 ADS8411，該器件是一款 16 位 2-MSPS 的逐次逼近寄存器 (SAR) ADC。驅動(dòng)器運算放大器為 TI THS4031。圖 1 顯示了評估設置。 圖 1 建立時(shí)間評估設置 利用一個(gè)模擬多路器 (MUX)(型號為 TI TS5A3159)，通過(guò)開(kāi)關(guān)其 2 個(gè)通道來(lái)產(chǎn)生瞬時(shí)步進(jìn)輸入。直流電壓 V 連接到通道 2，通道 1 連接至接地;該設置可以產(chǎn)生一個(gè)步進(jìn)輸入，從零電壓升至有電壓，或從有電壓降至零電壓。此外，可以通過(guò)步進(jìn)發(fā)生器來(lái)產(chǎn)生步進(jìn)輸入。步進(jìn)發(fā)生器的建立時(shí)間速度要比運算放大器的建立時(shí)間快許多。 3 說(shuō)明 步驟 1 ADC 首先對通道 1(連接至接地)進(jìn)行采樣。需要有一個(gè)較長(cháng)的采樣時(shí)間以確保 ADC 的輸入電容被完全放電。 步驟 2 如圖 2 所示，在瞬時(shí) A 時(shí)，將模擬 MUX 從通道 1 切換到通道 2。該圖顯示了將 MUX 從通道 1 切換到通道 2 時(shí) S 點(diǎn)(圖 1)的電壓。MUX 的建立時(shí)間用 ts 標識出來(lái)。假設 ts 比運算放大器的建立時(shí)間要短。 圖 2 MUX 通道變化的建立時(shí)間 步驟3 一旦在瞬時(shí) A 點(diǎn)開(kāi)啟模擬 MUX，運算放大器的輸入就會(huì )立即開(kāi)始發(fā)生變化。在瞬時(shí) A 點(diǎn)之后，經(jīng)過(guò)一個(gè)非常短暫的傳播延遲，運算放大器的輸出開(kāi)始變化。通過(guò)轉換率和產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)中規定的帶寬可以大概計算出運算放大器建立時(shí)間 (tideal)。本文提出的方法描繪了運算放大器在瞬時(shí) A 點(diǎn)到瞬時(shí) B 點(diǎn)時(shí)的輸出(如圖 3)。瞬時(shí) B 點(diǎn)和瞬時(shí) A 點(diǎn)之間的差為 2tideal。 圖 3 對 A 點(diǎn)到 B 點(diǎn)的 N 個(gè)采樣求平均值，提高精確度 步驟 4 第一個(gè) ADC 采樣點(diǎn)是在瞬時(shí) B 點(diǎn)，并記錄下該點(diǎn) n 個(gè)讀數值(ADC 的數字輸出)。求出這些數值的平均值，使其更為精確(稍后進(jìn)行討論)。借助圖形發(fā)生器和可調時(shí)延發(fā)生器(見(jiàn)圖 1)，向左移 1 個(gè)毫微秒單位，得出下一個(gè)采樣點(diǎn)(見(jiàn)圖 3)，再記錄下該點(diǎn)的 n 個(gè)數值。按照此法，采樣點(diǎn)每次以 1 個(gè)毫微秒單位從瞬時(shí) B 點(diǎn)逐步移向瞬時(shí) A 點(diǎn)，并以陣列的方式存儲每個(gè)采樣點(diǎn)平均值。該陣列是按照逆時(shí)間順序繪制出來(lái)的，從而得出運算放大器輸出建立時(shí)間的實(shí)圖(如圖 3 所示)。 4 求平均值，以獲得更高精度 N 位 ADC 的輸入應該最少設定為 n+2 位，但測量出的輸出在 ADC 上顯示為 n 位數字代碼。通過(guò)重復采樣同一個(gè)輸入和采用多個(gè) (n) ADC 讀數值，可以提高精度。最后求出 n 個(gè)輸出數字代碼的平均值。這表明精度每增加一位，讀數值數量則為 4 個(gè)，因此精度增加了 w 位，則需要 4w 個(gè)讀數值。 每增加一位，信噪比 (SNR) 就會(huì )增加 6. 02 dB。因此，16 位 ADC 就應該至少設定為 18 位精度。 SNR=6.02×N+1.76 其中，N 為 ADC 精度。對于 18 位精度 ADC 而言， SNR 的值為 110.08 dB，因此所需的更多精度位數 (w) 為： 5 測量結果 將 RC 濾波器置于運算放大器輸出端，用來(lái)過(guò)濾外部噪聲。一款 ADC 采樣電路通常是由更多的 RC 構成(R’，C’)，如圖 4 所示。圖 5 顯示了當一個(gè)外部電容器用于 RC 濾波，并輸入三種不同電容值時(shí)，ADC 采樣電路的建立行為。 圖 4 典型的噪聲濾波器 圖 5 具有一個(gè)外部電容的輸入建立時(shí)間 圖 6 為圖 5 的放大圖，以更精確地顯示運算放大器的輸出建立時(shí)間。盡管輸出代碼是基于 16 位采樣的，但由于采集了 65536 個(gè)樣本，并對每個(gè)讀數值求取了平均值，所以測量的精度會(huì )超過(guò) 16 位。測量結果顯示了在不使用電容器時(shí)，比較明顯的振鈴以及較少的系統衰減，同時(shí)也表明較大電容器 (電容值為 1000pF) 的使用會(huì )大大增加建立時(shí)間。 圖 6 對圖 5 進(jìn)行了比例放大，充分說(shuō)明了圖 5 所示的建立時(shí)間行為 結果匯總見(jiàn)表 1。 表 1 邊緣位移方法與傳統方法的比較 *16 位 LSB 誤差= 0.0015% 6 求取輸出數據的平均值可以得到超過(guò) 16 位的測量精度 6.1 偏置電流測量 圖 7 顯示了設置不同電阻值的反饋電阻的情況下運算放大器的建立行為。固定電壓 (settled voltage) 之間的不同表明了偏置電流導致了失調電壓漂移，從而可計算出偏置電流值為 3 μA，這與 THS4031 的典型規范相符合。此項試驗可驗證該設置的正確性。 圖 7 更改反饋電阻的影響 6.2 偏置電流計算 0Ω 反饋電阻的固定值為 59595，而 301Ω 反饋電阻的固定值為 59610。Δ(失調電壓)=偏置電流×電阻器(用于反饋)。 7 結語(yǔ) 該方法主要用于精確測量 ADC 驅動(dòng)電路的建立時(shí)間，既簡(jiǎn)單又實(shí)用。由于設置中沒(méi)有增加額外的組件，所以測量工作并不會(huì )影響建立行為。該方法將來(lái)可用來(lái)進(jìn)行內置自測 (BIST)。求取多個(gè)數值的平均值使測量結果更為精確。 |
