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數字通信中的消息數字流總是用若干碼元組成一個(gè)“字”，又用若干“字”組成一“句”。因此，在接收這些數字流時(shí)，同樣也必須知道這些“字”、“句”的起止時(shí)刻，在接收端產(chǎn)生與“字”、“句”起止時(shí)刻相一致的定時(shí)脈沖序列，統稱(chēng)為群同步或幀同步。幀同步的檢出一般可用相關(guān)檢測技術(shù)完成。以往數據通信中的速率不是很高，相關(guān)檢測的問(wèn)題容易解決，但數字通信的日益高速率化的趨勢，對實(shí)時(shí)狀態(tài)下的相關(guān)檢測提出了新的難度挑戰。實(shí)際上，很多高速數傳系統比如中繼衛星通信系統，要求用戶(hù)星和地面站下行鏈路間的傳輸數據率越來(lái)越高，達到了數百兆甚至上千兆的水平。在這樣的高速環(huán)境下對數據進(jìn)行實(shí)時(shí)的處理，就更加困難。 PSK調制在通信領(lǐng)域得到了廣泛的應用，但存在相位模糊的問(wèn)題，其一般可通過(guò)差分編碼來(lái)解決。此法雖然簡(jiǎn)單，但需要在發(fā)送端加入獨立的差分編碼電路，并在接收端加入差分檢測電路。也有一些方法不用單獨加入差分編碼電路，比如在接收端結合Viterbi譯碼過(guò)程來(lái)完成相位模糊值的估計，進(jìn)而進(jìn)行相位恢復。但這一過(guò)程算法復雜，比較耗時(shí)。 本文既研究了高速條件下8PSK信號的幀同步問(wèn)題，同時(shí)又對其相位模糊值進(jìn)行估計。主要依靠并行結構，對傳統幀同步方法進(jìn)行了簡(jiǎn)化和改進(jìn)，從而同時(shí)完成上述兩個(gè)任務(wù)。并且將該算法付諸FPGA實(shí)現，驗證了算法的有效性。 1 傳統幀同步器結構和同步檢測算法 過(guò)去已經(jīng)有很多幀同步技術(shù)的研究，其中最普遍的幀同步方法就是周期性地在一幀的起始處集中插入定長(cháng)的幀同步碼。這種結構通常是用計算接收符號序列與本地同步碼序列相關(guān)的方法來(lái)檢測幀同步。 對于一維信號，如BPSK調制信號，其相關(guān)運算通�？捎煤�(jiǎn)單的同或門(mén)來(lái)實(shí)現。將待檢測比特流與本地同步碼序列對應位進(jìn)行同或，然后逐位相加。根據和的大小以及符號即可對幀同步以及相位模糊值進(jìn)行檢測。這種方法雖然簡(jiǎn)單，但無(wú)法適應如MPSK這樣的二維信號的幀同步檢測以及相位模糊值的估計，因此應用范圍較窄。 2 實(shí)現相位模糊估計的幀同步檢測算法 能夠實(shí)現相位模糊估計的幀同步檢測算法包含兩部分： (1)待檢測數據與本地同步碼進(jìn)行相關(guān)運算； (2)相關(guān)值與門(mén)限比較，根據比較結構給出相應的峰值脈沖及相位模糊值。 下面以8PSK信號為例對能夠同時(shí)實(shí)現二維信號幀同步以及相位模糊估計的相關(guān)算法和判決方式進(jìn)行詳細介紹。 2．1 相關(guān)算法 由于8PSK信號是二維信號，所以待檢測符號序列可用aiejφi-Ii+jQi,i=0,1,2,…，N-1表示。其中ai為第i個(gè)數據的幅度；φi為其相位；N為幀頭碼元長(cháng)度；Ii，Qi分別表示其實(shí)部和虛部�？梢杂胢iejθi=i0i+jQ0i,i=0，1，2,…，N-1表示本地同步碼序列，其中：mi為第i個(gè)同步碼的幅度；θi為其相位；I0i，Q0i分別表示其實(shí)部和虛部。本文選取M序列作為同步碼，并將0，1分別映射為8PSK中相對的0相位和4相位；然后進(jìn)行8PSK調制。如果幀頭部分碼元發(fā)生錯誤(由0變?yōu)?，或者相反)，其相位就會(huì )發(fā)生180°偏轉，即由aiejφi變成了aiej(φi+π)。 待檢測符號序列與本地同步碼序列的相關(guān)值應該為： 得到式(1)的相關(guān)值后，一種比較直接的方法就是首先計算相關(guān)值的模，然后與門(mén)限進(jìn)行比較來(lái)檢測峰值存在與否，若檢測出峰值，再由相關(guān)值的實(shí)虛部關(guān)系(arctan(*))估計相位模糊值。 但是上述方法計算相當復雜，FPGA資源消耗較大，并且不易并發(fā)地進(jìn)行峰值檢測和相位模糊值的估計。所以下面提出一種易于FPGA實(shí)現的簡(jiǎn)化的算法。 由于需要估計相位模糊值，式(1)中的相位信息不能省略。又因為8PSK信號是恒包絡(luò )的，故mi為常量；在噪聲影響下是近似恒包絡(luò )的，故可近似認為ai為常量。所以式(1)可以簡(jiǎn)化為： 將式(2)中等號兩邊同除am可得本文簡(jiǎn)化后的相關(guān)算法如下： 對比式(1)和式(3)可知，后者相關(guān)值的計算僅與接收符號的相位以及本地同步碼的相位有關(guān)，與前者相比，減少了一半的計算量，這給算法的FPGA實(shí)現帶來(lái)了極大的方便。 假設接收數據的幀頭部分與本地同步碼完全對齊，但接收的幀頭序列中有k個(gè)碼元發(fā)生誤碼。此時(shí)有N-k個(gè)i所對應的φi-θi為常數，設為△θ，發(fā)生誤碼的k個(gè)i所對應的φi-θi則為△θ+π。此時(shí)，相關(guān)值可用式(4)表示： 式中：△θ為相位模糊值；k為0時(shí)表示幀頭部分沒(méi)有發(fā)生誤碼。由于在8PSK調制中，相位模糊值為π／4的整數倍，即 (按逆時(shí)針?lè )较蛴嬎?，所以式(4)可寫(xiě)成如下形式： 2．2 門(mén)限判決方法 得出相關(guān)值之后，下面提出設置兩個(gè)門(mén)限的方法，既可避免計算的復雜性，還可以并發(fā)地進(jìn)行峰值脈沖的檢測和相位模糊值的估計。 當接收數據的幀頭部分與本地同步碼完全對齊時(shí)，可對式(5)做如下討論： (1)若l=0，2，4，6，即相位模糊值為π／4的偶數倍，觀(guān)察式(5)可知，此時(shí)相關(guān)值僅包含實(shí)部或虛部。故實(shí)部或虛部的絕對值(相關(guān)值的模)應該大于判決門(mén)限，設為threshold_0。 (2)若l=1，3，5，7，即相位模糊值為π／4的奇數倍，觀(guān)察式(5)可知，此時(shí)相關(guān)值包含實(shí)部和虛部。實(shí)部和虛部的絕對值均約為相關(guān)值的模 通過(guò)上述分析可知，相關(guān)檢測問(wèn)題實(shí)際上可以轉化為相關(guān)值的實(shí)部和虛部與兩個(gè)門(mén)限進(jìn)行比較的問(wèn)題。其判斷邏輯如表1所示。 注：第二列為按照逆時(shí)針計算的相位模糊值。 式(3)表明，僅通過(guò)接收符號的相位以及本地同步碼的相位即可計算出相關(guān)值的實(shí)部和虛部。 之后將實(shí)部和虛部分別與兩個(gè)門(mén)限值做比較，然后根據表1的判決邏輯，即可直接檢測出峰值脈沖與相位模糊值。 3 算法性能分析 幀同步系統應有較強的抗干擾能力，通常用漏同步概率、假同步概率來(lái)衡量其系統性能。本文的方法應用在320 MHz符號速率8PSK信號系統的幀同步和相位模糊值的估計上。其中，幀同步碼長(cháng)為58；幀全長(cháng)為2 660個(gè)調制符號。并且要求在比特信噪比不低于6 dB的情況下，漏同步概率小于10-12；假同步概率小于10-12；同步概率大于0．95。 設p為碼元錯誤概率，n為同步碼組的碼元數，m為判決器容許碼組中的錯誤碼元最大數，則漏同步概率為： n為58，前后方保護系數為3，可計算概率理論值如下： 漏同步概率： 這是滿(mǎn)足系統要求的。 用Matlab仿真測試結果如下：在各個(gè)偏移相位下比特信噪比從6～20 dB，在未做前后方保護的情況下做104次仿真。有假同步概率為0；同步概率為1；失步概率為0。這樣加上系數為3的前后方保護后，相當于做1012次仿真。有假同步概率為0；同步概率為1；失步概率為0。由上可見(jiàn)，理論分析和仿真實(shí)驗得到的性能均滿(mǎn)足系統的要求。 4 實(shí)現相位模糊估計的高速幀同步器結構與FPGA實(shí)現 實(shí)際應用中符號速率為320 MSPS，8PSK調制信號的幀同步碼長(cháng)為58，幀長(cháng)為2 660個(gè)調制符號。整個(gè)結構流程描述如下： (1)首先將320 MHz的接收數據進(jìn)行1：2串／并轉換，將數據速率降低為160 MHz，得到Q0，Q1兩路并行數據。這樣保證了系統的主要功能模塊是較低速實(shí)現的，而只有少量接口模塊需要考慮高速問(wèn)題。 (2)待檢測數據的準備 首先緩存串／并轉換前的57個(gè)數據，得到buf57。然后將該緩存數據與并行輸出數據Q0，Q1進(jìn)行組合來(lái)形成58個(gè)待檢測數據。方法如下： 這樣就產(chǎn)生了2組各58個(gè)并行數據，用于與本地同步碼進(jìn)行相關(guān)運算。 (3)將待檢測數據送入相關(guān)檢測器，使用簡(jiǎn)化的相關(guān)算法和兩個(gè)門(mén)限的判決方法，可以得到峰值脈沖并估計出相位模糊值。 由于相關(guān)值的計算僅與接收符號和本地同步碼的相位有關(guān)，所以在FPGA實(shí)現時(shí)，可以以相位為地址，精心設計RAM，直接查表得到三角值。之后用IPcore生成加法器，對三角值求和得到相關(guān)值的實(shí)部和虛部。將相關(guān)值的實(shí)部和虛部分別與設定的threshold_0，threshold_1進(jìn)行比較，以比較結果為地址，根據表1的判決邏輯設計RAM初始值。這樣就可根據比較結果直接查RAM得到峰值脈沖和相位模糊值。 (4)前后方保護 為了減少漏同步和假同步概率，需要進(jìn)行前后方保護。將幀同步過(guò)程分為四種工作狀態(tài)，即搜索態(tài)、后方保護態(tài)、同步態(tài)、前方保護態(tài)。設定前后方保護系數均為3，即連續檢測到3次峰值脈沖時(shí)則判定為同步；連續3次未檢測到峰值脈沖時(shí)才判定為失步。前后方保護的工作過(guò)程如圖2所示。 (5)恢復相位 對接收符號相位進(jìn)行適當延遲，以保持與檢測出來(lái)的相位模糊值同步，然后用接收符號相位減去相位模糊值，即可將發(fā)送符號的相位恢復出來(lái)。 5 高速幀同步器的FPGA實(shí)現結果 選用Xilinx公司的ISE 9．2作為硬件開(kāi)發(fā)平臺，并采用VHDL編程語(yǔ)言實(shí)現本文所描述的高速幀同步器。其中，參數設定如下：同步碼長(cháng)為58；幀長(cháng)為2 660；threshold_0為43．500 0；threshold_1為30．763 8。將生成的比特文件下載到Xilinx公司的Virtex-4芯片上，通過(guò)Chipscope得到的結果如圖3所示。圖中前兩行表示串／并轉換后的兩組相位數據；第3行則為最后給出的同步脈沖信號；第4，5行表示恢復后的相位。 從圖3可以看出，兩個(gè)幀同步脈沖信號的距離約為1 330個(gè)碼元符號，由于是兩路并行結構，這恰好就是由串行數據一幀長(cháng)度2 660得到的。 6 結 語(yǔ) 現以符號速率高達320 MSPS的8PSK調制信號為例，研究了能估計相位模糊值的高速幀同步問(wèn)題。首先提出僅依靠接收符號和本地同步碼來(lái)快速確定二維調制符號的幀同步，并同時(shí)估計相位模糊值的計算方法。這種方法僅利用符號的相位信息，相對于一般方法減少了一半計算量。給出能夠適應高速數傳系統的并行結構，并且通過(guò)FPGA實(shí)現驗證了算法的有效性。通過(guò)對并行結構以及算法相關(guān)參數適當修改，即可對不同速率、不同信噪比的系統有一定的適應性，還可方便地推廣應用于其他MPSK調制信號。 |
