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先談?wù)凜V操作模式，現在大部分芯片都是直接取樣輔助線(xiàn)圈上電壓，由于漏感的原因，在MOS關(guān)斷后，也就是次級二極管導通瞬間，會(huì )產(chǎn)生一個(gè)尖峰，影響電壓采樣，為了避開(kāi)個(gè)這個(gè)尖峰，大部分廠(chǎng)家都是采用延時(shí)采機，也就是在MOS管關(guān)斷一段時(shí)間后再來(lái)采樣線(xiàn)圈電壓。從而避開(kāi)漏感尖峰。PI是在高壓開(kāi)關(guān)關(guān)斷2.5 μs采樣。這種采樣方式其實(shí)在以前很多芯片上的過(guò)壓保護上也都有應用，比如OB2203和UCC28600，NCP1377上都有這樣的應用，所以可以得到較高精度的過(guò)壓保護。 還有些廠(chǎng)家是在下取樣電阻上并一個(gè)小容量的電容來(lái)實(shí)現。同時(shí)建義大家吸收電路使用恢復時(shí)間約只有2us的IN4007再串一個(gè)百歐左右的電阻作吸收�？梢詼p小漏感產(chǎn)生的振鈴，從而減小取樣誤差。得到較高采樣精度。次級圈數固定，輔助繞組固定，取樣精度高。比較器內部精度也高，自然可以得到較高的輸出電壓精度。 先寫(xiě)個(gè)變壓器的基本公式。Np*Ipk=Ns*Ipks(變壓器次級只有一個(gè)繞組Ns),Np,Ipk,Ns,Ipks分別是初級圈數，初級峰值電流，次級圈數，次級峰值電流 . 當工作在DCM模式時(shí)，輸出電流是次級電流(如圖的三角形)在一個(gè)工作周期的平均值，所以Io=(Td/T)*Ipsk/2, 其中 T為工作周期。 Np*Ipk=Ns*Ipks 所以Ipks=Np*Ipk /Ns, 將Ipks=Np*Ipk /Ns代入Io=(Td/T)*Ipsk/2 ， 得到Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2。 可以看出Np,Ns為常數，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出。 市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初級MOS取樣電阻上的峰值電壓，同時(shí)為了避免寄生電容在導通時(shí)產(chǎn)生的電流尖峰，會(huì )加入一段消隱時(shí)間。 Td/T 是由IC內部固定的。OB的是0.5(他是給出TD同頻率的關(guān)系)，BYD的1508是直接給來(lái)的0.42。仙童的沒(méi)有直接給出1317沒(méi)直接給出這個(gè)值，而是給出了一個(gè)計算初級電流的公式。也是間接告訴了Td/T 。 CC時(shí)，在不同輸出電壓情況下，工作在PFM模式以保證固定的Td/T而實(shí)現穩定的輸出電流。這就是實(shí)現恒流的基本原理，輸出電壓變化時(shí)能保證電流不變。只要保證IC Td/T 的精度，以及初級峰值電流的限流精度就可以得到較高的輸出電流精度。這兩部分基本上取決于IC。取樣電阻保證1%是沒(méi)有問(wèn)題的。 Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2。 可以看出Np,Ns為常數，只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出。 CC時(shí)，負載電壓變化會(huì )引起頻率的變化，電壓高時(shí)頻率，低時(shí)頻率也降低。從而保證穩定的輸出電流。后面會(huì )分析一下，關(guān)于PSR如何補償電感量變化，以及合理的電感量選擇。 電容端變化是有個(gè)過(guò)程的。在CC模式時(shí)，當負載變小的，輸出電壓下降，Td和T會(huì )同時(shí)增大，但比例不變。因為Ipk*ton是不變的。因為Vin和L是不變的。根據伏秒變衡。 Vin*Ton=N*Vo*Td,Vin和Ton是不變的，N為常數，所以輸出負載的變化會(huì )引起輸出電壓的變化，輸出電壓的變化會(huì )引起Td的變化，而Td/T是被IC固定的。所以最終是頻率的變化再講講PSR對電感量補償的原理�？催^(guò)PI LN60X實(shí)驗視頻的朋友可以看到他們的PSR對電感量有補償。 當電感量低出設計正常值時(shí)，達到同樣的峰值電流需要的時(shí)間就短了，Δt=L*ΔI/V,ΔI在DCM模式時(shí)等于峰值電流，而峰值電流是固定的。V就是Vin,為常數。所以L(fǎng)低會(huì )造成Δt下降，也就是Ton下降。根據伏秒平衡，Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns。Np,Ns為常數，Ton的下降同樣也造成Td下降。由于Td比上周期T為固定值，Td下降造成T變小，所以頻率就升高了。但是由于有最高頻率的限制。 所以設計時(shí)要注意在最重負載時(shí)，頻率不能工作在最高頻率，這樣電感量的變化將得不到補償。應適當低于最高工作頻率。電感量高出正常值時(shí)，結果當然是相反的。Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2。只要Ipk,Td/T不變，輸出電流也就不變。所以電感量變化引起的是頻率的變化。從公式P=1/2*I*I*L*f也可以看出。I固定，輸出功率不變，L的變化引起的是頻率f的變化。但一定要注意最高工作頻率限制。 電源參數(7*1W LED驅動(dòng))： 輸入 AC 90-264V 輸出：25.8V 0.3A 從IC資料上可以看出Td/T=0.5 CS腳限制電壓Vth_oc為0.91V FB基準為2V，占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高開(kāi)關(guān)頻率取50KHZ 變壓器用EE16，AE=19.3mm^2 VCC供電繞組電壓取22V(考慮到不同串數LED的兼容性VCC繞組電壓取得較高，但通常根據經(jīng)驗，取芯片最大值減去2v) 1、計算次級峰值電流Ipks： Io=(Td/T)*Ipsk/2 Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A 2、計算反射電壓Vor：根據伏秒平衡 Vin*Ton=Vor*Td Vin*Ton/T=Vor*Td/T Vin*D=Vor*Td/T 90*0.45=Vor*0.5 Vor=81V 3、計算匝比N Vor=(Vo+Vf)*N N=81/(25.8+0.9)=3.03 4、計算初級峰值電流(考慮到初級電流一部分在轉換時(shí)的損耗，如吸收中的一部分損耗，磁芯損耗，輸出電容損耗，次級銅損)初級電流損耗取輸出電流的7% Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.424 5、計算初級電感量 Vin/L=ΔI/Δt DCM模式時(shí)ΔI等于Ipk vin/L=Ipk/(D/f) L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH 6、計算初級圈數Np,Ns(B取0.3mT) NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*10^3=140TS NS=NP/N=140/3=46.6TS 取47TS時(shí)反算47*3.03=142TS NA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS 7、電壓取樣電阻 當供電繞組電壓取22V時(shí)，FB基準為2V ，上下取樣電阻正好為10比1，取6.8K和68K 8、電流檢測電阻Rcs Rcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15 用2.7并11歐電阻 9、二極管反壓 =Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V 取耐壓200V的SF14 10、MOS耐壓及 漏感尖峰取 Vlk75V =Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V 考慮到功耗選用2N60 |
