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1 引言 長(cháng)期以來(lái)，直流電機以其良好的線(xiàn)性特性、優(yōu)異的控制性能等特點(diǎn)成為大多數變速運動(dòng)控制和閉環(huán)位置伺服控制系統的最佳選擇。特別隨著(zhù)計算機在控制領(lǐng)域，高開(kāi)關(guān)頻率、全控型第二代電力半導體器件(GTR、GTO、MOSFET、IGBT等)的發(fā)展，以及脈寬調制(PWM)直流調速技術(shù)的應用，直流電機得到廣泛應用。為適應小型直流電機的使用需求，各半導體廠(chǎng)商推出了直流電機控制專(zhuān)用集成電路，構成基于微處理器控制的直流電機伺服系統。但是，專(zhuān)用集成電路構成的直流電機驅動(dòng)器的輸出功率有限，不適合大功率直流電機驅動(dòng)需求。因此采用N溝道增強型場(chǎng)效應管構建H橋，實(shí)現大功率直流電機驅動(dòng)控制。該驅動(dòng)電路能夠滿(mǎn)足各種類(lèi)型直流電機需求，并具有快速、精確、高效、低功耗等特點(diǎn)，可直接與微處理器接口，可應用PWM技術(shù)實(shí)現直流電機調速控制。 2 直流電機驅動(dòng)控制電路總體結構 直流電機驅動(dòng)控制電路分為光電隔離電路、電機驅動(dòng)邏輯電路、驅動(dòng)信號放大電路、電荷泵電路、H橋功率驅動(dòng)電路等四部分，其電路框圖如圖1所示。 由圖可以看出，電機驅動(dòng)控制電路的外圍接口簡(jiǎn)單。其主要控制信號有電機運轉方向信號Dir電機調速信號PWM及電機制動(dòng)信號Brake，Vcc為驅動(dòng)邏輯電路部分提供電源，Vm為電機電源電壓，M+、M-為直流電機接口。 在大功率驅動(dòng)系統中，將驅動(dòng)回路與控制回路電氣隔離，減少驅動(dòng)控制電路對外部控制電路的干擾。隔離后的控制信號經(jīng)電機驅動(dòng)邏輯電路產(chǎn)生電機邏輯控制信號，分別控制H橋的上下臂。由于H橋由大功率N溝道增強型場(chǎng)效應管構成，不能由電機邏輯控制信號直接驅動(dòng)，必須經(jīng)驅動(dòng)信號放大電路和電荷泵電路對控制信號進(jìn)行放大，然后驅動(dòng)H橋功率驅動(dòng)電路來(lái)驅動(dòng)直流電機。 3 H橋功率驅動(dòng)原理 直流電機驅動(dòng)使用最廣泛的就是H型全橋式電路，這種驅動(dòng)電路方便地實(shí)現直流電機的四象限運行，分別對應正轉、正轉制動(dòng)、反轉、反轉制動(dòng)。H橋功率驅動(dòng)原理圖如圖2所示。 H型全橋式驅動(dòng)電路的4只開(kāi)關(guān)管都工作在斬波狀態(tài)。S1、S2為一組，S3、S4為一組，這兩組狀態(tài)互補，當一組導通時(shí)，另一組必須關(guān)斷。當S1、S2導通時(shí)，S3、S4關(guān)斷，電機兩端加正向電壓實(shí)現電機的正轉或反轉制動(dòng)；當S3、S4導通時(shí)，S1、S2關(guān)斷，電機兩端為反向電壓，電機反轉或正轉制動(dòng)。 實(shí)際控制中，需要不斷地使電機在四個(gè)象限之間切換，即在正轉和反轉之間切換，也就是在S1、S2導通且S3、S4關(guān)斷到S1、S2關(guān)斷且S3、S4導通這兩種狀態(tài)間轉換。這種情況理論上要求兩組控制信號完全互補，但是由于實(shí)際的開(kāi)關(guān)器件都存在導通和關(guān)斷時(shí)間，絕對的互補控制邏輯會(huì )導致上下橋臂直通短路。為了避免直通短路且保證各個(gè)開(kāi)關(guān)管動(dòng)作的協(xié)同性和同步性，兩組控制信號理論上要求互為倒相，而實(shí)際必須相差一個(gè)足夠長(cháng)的死區時(shí)間，這個(gè)校正過(guò)程既可通過(guò)硬件實(shí)現，即在上下橋臂的兩組控制信號之間增加延時(shí)，也可通過(guò)軟件實(shí)現。 圖2中4只開(kāi)關(guān)管為續流二極管，可為線(xiàn)圈繞組提供續流回路。當電機正常運行時(shí)，驅動(dòng)電流通過(guò)主開(kāi)關(guān)管流過(guò)電機。當電機處于制動(dòng)狀態(tài)時(shí)，電機工作在發(fā)電狀態(tài)，轉子電流必須通過(guò)續流二極管流通，否則電機就會(huì )發(fā)熱，嚴重時(shí)甚至燒毀。 4 直流電機驅動(dòng)控制電路設計 由直流電機驅動(dòng)控制電路框圖可以看出驅動(dòng)控制電路結構簡(jiǎn)單，主要由四部分電路構成，其中光電隔離電路較簡(jiǎn)單，在此不再介紹，下面對直流電機驅動(dòng)控制電路的其他部分進(jìn)行詳細介紹。 4.1 H橋驅動(dòng)電路設計 在直流電機控制中常用H橋電路作為驅動(dòng)器的功率驅動(dòng)電路。由于功率MOSFET是壓控元件，具有輸入阻抗大、開(kāi)關(guān)速度快、無(wú)二次擊穿現象等特點(diǎn)，滿(mǎn)足高速開(kāi)關(guān)動(dòng)作需求，因此常用功率MOSFET構成H橋電路的橋臂。H橋電路中的4個(gè)功率MOSFET分別采用N溝道型和P溝道型，而P溝道功率MOSFET一般不用于下橋臂驅動(dòng)電機，這樣就有兩種可行方案：一種是上下橋臂分別用2個(gè)P溝道功率MOSFET和2個(gè)N溝道功率MOSFET；另一種是上下橋臂均用N溝道功率MOSFET。 相對來(lái)說(shuō)，利用2個(gè)N溝道功率MOSFET和2個(gè)P溝道功率MOSFET驅動(dòng)電機的方案，控制電路簡(jiǎn)單、成本低。但由于加工工藝的原因，P溝道功率MOSFET的性能要比N溝道功率MOSFET的差，且驅動(dòng)電流小，多用于功率較小的驅動(dòng)電路中。而N溝道功率MOSFET，一方面載流子的遷移率較高、頻率響應較好、跨導較大；另一方面能增大導通電流、減小導通電阻、降低成本，減小面積。綜合考慮系統功率、可靠性要求，以及N溝道功率MOSFET的優(yōu)點(diǎn)，本設計采用4個(gè)相同的N溝道功率MOSFET的H橋電路，具備較好的性能和較高的可靠性，并具有較大的驅動(dòng)電流。其電路圖如圖3所示。圖中Vm為電機電源電壓，4個(gè)二極管為續流二極管，輸出端并聯(lián)一只小電容C6，用于降低感性元件電機產(chǎn)生的尖峰電壓。 4.2 電荷泵電路設計 電荷泵的基本原理是通過(guò)電容對電荷的積累效應而產(chǎn)生高壓，使電流由低電勢流向高電勢。最早的理想電荷泵模型是J.Dickson在1976年提出的，當時(shí)這種電路是為可擦寫(xiě)EPROM提供所需電壓。后來(lái)J.Witters，Toru Tranzawa等人對J.Dickson的電荷泵模型進(jìn)行改進(jìn)，提出了比較精確的理論模型，并通過(guò)實(shí)驗加以證實(shí)提出了相關(guān)理論公式。隨著(zhù)集成電路的不斷發(fā)展，基于低功耗、低成本的考慮，電荷泵在電路設計中的應用越來(lái)越廣泛。 簡(jiǎn)單電荷泵原理電路圖如圖4所示。電容C1的A端通過(guò)二極管D1接Vcc，電容C1的B端接振幅Vin的方波。當B點(diǎn)電位為0時(shí)，D1導通，Vcc開(kāi)始對電容C1充電，直到節點(diǎn)A的電位達到Vcc；當B點(diǎn)電位上升至高電平Vin時(shí)，因為電容兩端電壓不能突變，此時(shí)A點(diǎn)電位上升為Vcc+Vin。所以，A點(diǎn)的電壓就是一個(gè)方波，最大值是Vcc+Vin，最小值是Vcc(假設二極管為理想二極管)。A點(diǎn)的方波經(jīng)過(guò)簡(jiǎn)單的整流濾波，可提供高于Vcc的電壓。 在驅動(dòng)控制電路中，H橋由4個(gè)N溝道功率MOSFET組成。若要控制各個(gè)MOSFET，各MOSFET的門(mén)極電壓必須足夠高于柵極電壓。通常要使MOSFET完全可靠導通，其門(mén)極電壓一般在10 V以上，即VCS＞10 V。對于H橋下橋臂，直接施加10 V以上的電壓即可使其導通；而對于上橋臂的2個(gè)MOSFET，要使VGS＞10 V，就必須滿(mǎn)足VG＞Vm+10 V，即驅動(dòng)電路必須能提供高于電源電壓的電壓，這就要求驅動(dòng)電路中增設升壓電路，提供高于柵極10 V的電壓�？紤]到VGS有上限要求，一般MOSFET導通時(shí)VGS為10 V～15 V，也就是控制門(mén)極電壓隨柵極電壓的變化而變化，即為浮動(dòng)柵驅動(dòng)。因此在驅動(dòng)控制電路中設計電荷泵電路，用于提供高于Vm的電壓Vh，驅動(dòng)功率管的導通。其電路原理圖如圖5所示。 電路中A部分是方波發(fā)生電路，由RC與反相施密特觸發(fā)器構成，產(chǎn)生振幅為Vin=5 V的方波。B部分是電荷泵電路，由三階電荷泵構成。當a點(diǎn)為低電平時(shí)，二極管D1導通電容C1充電，使b點(diǎn)電壓Vb=Vm-Vtn；當a點(diǎn)為高電平時(shí)，由于電容C1電壓不能突變，故b點(diǎn)電壓Vb=Vm+Vin-Vtn，此時(shí)二極管D2導通，電容C3充電，使c點(diǎn)電壓Vx=Vm+Vin-2Vtn；當a點(diǎn)再為低電平時(shí)，二極管D1、D3導通，分別對電容C1、C2充電，使得d點(diǎn)電壓Vd=Vm+Vin-3Vtn；當a點(diǎn)再為高電平時(shí)，由于電容C2電壓不能突變，故d點(diǎn)電壓變?yōu)閂d=Vm+2Vin-3Vtn，此時(shí)二極管D2、D4導通，分別對電容C3、c4充電，使e點(diǎn)電壓Ve=Vm+2Vin-4Vtn。這樣如此循環(huán)，便在g點(diǎn)得到比Vm高的電壓Vh=Vm+3Vin-6tn=Vm+11.4 V。其中Vm為二極管壓降，一般取0.6 V。從而保證H橋的上臂完全導通。 4.3 電機驅動(dòng)邏輯與放大電路設計 直流電機驅動(dòng)電機驅動(dòng)電路中電機驅動(dòng)邏輯及放大電路主要實(shí)現外部控制信號到驅動(dòng)H橋控制信號的轉換及放大�？刂菩盘朌ir、PWM、Brake經(jīng)光電隔離電路后，由門(mén)電路進(jìn)行譯碼，產(chǎn)生4個(gè)控制信號M1'、M2'、M3'、M4'，然后經(jīng)三極管放大，產(chǎn)生控制H橋的4個(gè)信號M1、M2、M3、M4。其電路原理圖如圖6所示。其中Vh是Vm經(jīng)電荷泵提升的電壓，Vm為電機電源電壓。 電機工作時(shí)，H橋的上臂處于常開(kāi)或常閉狀態(tài)，由Dir控制，下臂由PWM邏輯電平控制，產(chǎn)生連續可調的控制電壓。該方案中，上臂MOSFET只有在電機換向時(shí)才進(jìn)行開(kāi)關(guān)切換，而電機的換向頻率極低，低端由邏輯電路直接控制，邏輯電路的信號電平切換較快，可以滿(mǎn)足不同頻率要求。該電路還有一個(gè)優(yōu)點(diǎn)，由于上臂開(kāi)啟較慢，而下臂關(guān)斷較快，所以，實(shí)際控制時(shí)換向不會(huì )出現上下臂瞬間同時(shí)導通現象，減小了換向時(shí)電流沖擊，提高了MOSFET的壽命。 5 直流電機PWM調速控制 直流電動(dòng)機轉速n=(U-IR)/Kφ 其中U為電樞端電壓，I為電樞電流，R為電樞電路總電阻，φ為每極磁通量，K為電動(dòng)機結構參數。 直流電機轉速控制可分為勵磁控制法與電樞電壓控制法。勵磁控制法是控制磁通，其控制功率小，低速時(shí)受到磁飽和限制，高速時(shí)受到換向火花和換向器結構強度的限制，而且由于勵磁線(xiàn)圈電感較大動(dòng)態(tài)響應較差，所以這種控制方法用得很少。大多數應用場(chǎng)合都使用電樞電壓控制法。隨著(zhù)電力電子技術(shù)的進(jìn)步，改變電樞電壓可通過(guò)多種途徑實(shí)現，其中PWM(脈寬調制)便是常用的改變電樞電壓的一種調速方法。 PWM調速控制的基本原理是按一個(gè)固定頻率來(lái)接通和斷開(kāi)電源，并根據需要改變一個(gè)周期內接通和斷開(kāi)的時(shí)間比(占空比)來(lái)改變直流電機電樞上電壓的"占空比"，從而改變平均電壓，控制電機的轉速。在脈寬調速系統中，當電機通電時(shí)其速度增加，電機斷電時(shí)其速度減低。只要按照一定的規律改變通、斷電的時(shí)間，即可控制電機轉速。而且采用PWM技術(shù)構成的無(wú)級調速系統．啟停時(shí)對直流系統無(wú)沖擊，并且具有啟動(dòng)功耗小、運行穩定的特點(diǎn)。 設電機始終接通電源時(shí)，電機轉速最大為Vmax，且設占空比為D=t／T，則電機的平均速度Vd為： Vd=VmaxD 由公式可知，當改變占空比D=t／T時(shí)，就可以得到不同的電機平均速度Vd，從而達到調速的目的。嚴格地講，平均速度與占空比D并不是嚴格的線(xiàn)性關(guān)系，在一般的應用中，可將其近似地看成線(xiàn)性關(guān)系。 在直流電機驅動(dòng)控制電路中，PWM信號由外部控制電路提供，并經(jīng)高速光電隔離電路、電機驅動(dòng)邏輯與放大電路后，驅動(dòng)H橋下臂MOSFET的開(kāi)關(guān)來(lái)改變直流電機電樞上平均電壓，從而控制電機的轉速，實(shí)現直流電機PWM調速。 6 結束語(yǔ) 以N溝道增強型場(chǎng)效應管為核心，基于H橋PWM控制的驅動(dòng)控制電路，對直流電機的正反轉控制及速度調節具有良好的工作性能。實(shí)驗結果表明，直流電機驅動(dòng)控制電路運行穩定可靠，電機速度調節響應快。能夠滿(mǎn)足實(shí)際工程應用的要求，有很好的應用前景。 |
