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在如今的許多應用中，要求的額定輸入電壓超過(guò)許多現有DC/DC控制器的VIN最大額定值。對此，傳統的解決辦法包括使用昂貴的前端保護或實(shí)現低端柵極驅動(dòng)器件。這意味著(zhù)采用隔離拓撲，如反激式轉換器。隔離拓撲通常需要自定義磁性，且與非隔離方法相比，設計復雜性和成本也有所增加。 存在著(zhù)另一種解決方案，可以通過(guò)使用VIN max（最大輸入電壓）小于系統輸入電壓的簡(jiǎn)易降壓控制器來(lái)解決問(wèn)題。這是如何實(shí)現的呢？ 降壓控制器通常來(lái)源于參考電位（0V）的偏置電源（圖1a）。偏置電源來(lái)自輸入電壓；因此，器件需要承受全部的VIN電位。然而，因為開(kāi)通P通道金屬氧化物半導體場(chǎng)效應晶體管（MOSFET）所需的柵極驅動(dòng)電壓在VGS低于VIN，P通道降壓控制器具有參考VIN（圖1b）的柵極驅動(dòng)電源。關(guān)閉P通道MOSFET則僅需簡(jiǎn)單地將柵極電壓變?yōu)閂IN（0V VGS）（圖2）。 圖1：N通道(a)的VCC偏置生成；和P通道控制器(b) 圖2：P通道控制器的柵極驅動(dòng) 非同步P通道控制器導出其偏置電源以驅動(dòng)P通道柵極，可帶來(lái)巨大的效益，并且可能實(shí)現提供懸浮在0V電位以上的虛擬接地。對于N通道高側MOSFET，電壓來(lái)自接地的參考電源。這是使用升壓電容器和二極管泵送的電荷，以提供高于VIN源極電位的柵極電壓。使用P通道高側MOSFET可以顯著(zhù)簡(jiǎn)化該問(wèn)題。要打開(kāi)P通道MOSFET，柵極電位需要低于VIN的源極電位。因此，電源僅參考VIN，而非上面提到的VIN和接地。 懸浮接地 如何為控制器創(chuàng )建懸浮接地？這很簡(jiǎn)單，通過(guò)使用射極跟隨器即可實(shí)現。圖3所示為這種方案的基本實(shí)踐。PNP發(fā)射極的電位為Vbe（~0.7V），低于齊納二極管電壓電位（Vz）。實(shí)質(zhì)上，您可以將控制器浮動(dòng)到VIN，并調節控制器的參考值，以限制VIN與器件接地之間的電壓。 圖3：使用簡(jiǎn)易射極跟蹤器方案創(chuàng )建虛擬接地 輸出電壓轉換 這里有一項挑戰需要克服。由于控制器位于虛擬接地（Vz-Vbe），并產(chǎn)生參考接地（0V）電位的降壓輸出電壓，因此如何才能將輸出電壓信號轉換為位于虛擬接地上方的反饋電壓（通常介于0.8V和1.25V之間）？圖4說(shuō)明了具體的挑戰。 圖4：展示VOUT（參考0V接地）與控制器的反饋電壓（參考虛擬接地）之間電壓電位差的示意圖 要關(guān)閉環(huán)路，您可以使用一對配對晶體管以實(shí)踐圖5所示的電路。一匹配對將反饋信號發(fā)送至VIN；另一匹配對產(chǎn)生從VIN到虛擬接地之上電位的電流。 圖5：非同步控制器和使用配對晶體管的饋電實(shí)踐的高級原理圖 輸出電壓調節 當瞬態(tài)電壓顯著(zhù)高于LM5085的絕對最大值時(shí)，適合應用這一想法。LM5085是一個(gè)恒定導通時(shí)間（COT）控制器；因此，其導通時(shí)間（Ton）與VIN成反比。然而，當將VIN鉗位到LM5085時(shí)，Ton將不再隨著(zhù)VIN（至功率級）的增加而調整，因為器件將具有由齊納二極管設置的固定電壓，而VIN（至功率級）將不斷增大。這將導致頻率下降，因為功率級輸入電壓的增加值超過(guò)LM5085的鉗位電壓；因此調節電壓可能會(huì )稍微開(kāi)始增加。因此，為確保以Type 1 紋波注入標準規定紋波注入電壓的大小。最終，確保紋波被制定在可接受的范圍內，以維持穩定性及最小化當紋波增加時(shí)的輸出誤差。 示例原理圖 圖6所示為絕對最大VIN額定值為150V的48V電源的示意圖。示例可以在3A條件下提供12VOUT。 圖6：使用LM5085在3A設計時(shí)為24V至150VIN（最大）/ 12VOUT 圖7所示為從原型電路板獲得的效率圖，圖中兩大參數為效率（%）和負載電流（A）。 圖7：不同輸入電壓下效率（%）與負載電流（A）的關(guān)系 圖8所示為150VIN時(shí)的開(kāi)關(guān)節點(diǎn)電壓和電感紋波電流。 圖8：通道1開(kāi)關(guān)節點(diǎn)電壓，通道4電感紋波電流 結論 在系統輸入電壓高于器件最大輸入電壓額定值的應用中使用P通道非同步降壓控制器。該應用的優(yōu)點(diǎn)在于使用成本較低的控制器，且最大程度地減少了組件數量。 若需獲得更多資訊，歡迎前往儀商城進(jìn)行了解 |
