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隨著(zhù)微電子技術(shù)和計算機技術(shù)的飛速發(fā)展, 各種電子測量?jì)x器在原理、功能、精度及自動(dòng)化水平等方面都發(fā)生了巨大的變化, 特別是DSP技術(shù)誕生以后，電子測量技術(shù)更是邁進(jìn)了一個(gè)全新的時(shí)代。近年來(lái)，DSP逐漸成為各種電子器件的基礎器件，逐漸成為21世紀最具發(fā)展潛力的朝陽(yáng)行業(yè)，甚至被譽(yù)為信息化數字化時(shí)代革命旗手。在電子測量技術(shù)中，頻率是最基本的參數之一，它與許多電參量和非電量的測量都有著(zhù)十分密切的關(guān)系。例如，許多傳感器就是將一些非電量轉換成頻率來(lái)進(jìn)行測量的，因此頻率的測量就顯得更為重要。數字頻率計是用數字來(lái)顯示被測信號頻率的儀器，被測信號可以是正弦波、方波或其它周期性變化的信號。 數字頻率計廣泛采用了高速集成電路和大規模集成電路，使得儀器的體積更小、耗電更少、精度和可靠性更高。而傳統的頻率計測量誤差較大，范圍也較窄，因此逐漸被新型的數字頻率計所代替�；�DSP的等精度頻率計以其測量準確、精度高、方便、價(jià)格便宜等優(yōu)勢將得到廣泛的應用。 我們設計的簡(jiǎn)易數字頻率計在未采用任何門(mén)控器件控制的情況下，在很寬的范圍內實(shí)現了等精度頻率測量，0.5Hz~10MHz的范圍內測量方波的最大相對誤差小于2e-6，測量正弦波的最大相對誤差小于3.5e-5；結果通過(guò)RS232通訊顯示在計算機上，可以很方便地監測數據。 傳統的等精度測頻法使用門(mén)控器件產(chǎn)生門(mén)控信號，從而實(shí)現實(shí)際門(mén)閘信號與被測信號同步，消除對被測信號計數產(chǎn)生的一個(gè)脈沖的誤差，其原理圖如圖1所示。 
由硬件控制計數的門(mén)閘時(shí)間，當預置們信號(即定閘門(mén)信號)為高電平時(shí)，基準信號計數器CNT1和被測信號計數器CNT2并不啟動(dòng)，而是等被測信號的上升沿來(lái)到時(shí)才同時(shí)開(kāi)始計數；當預置們信號為低電平時(shí)，兩個(gè)計數器并不馬上關(guān)閉，同樣要等到被測信號上升沿來(lái)到后再關(guān)閉；于是，實(shí)際閘門(mén)時(shí)間就是被測信號周期的整數倍，從而實(shí)現了閘門(mén)與被測信號的同步。但是，實(shí)際的門(mén)閘時(shí)間并不固定，與被測信號的頻率有關(guān)。此外，無(wú)論是采用計數器還是單片機，在實(shí)現等精度測量時(shí)總是離不開(kāi)門(mén)控器件。 本設計基于DSP豐富的軟件資源，經(jīng)過(guò)判斷和處理，完成了對被測信號頻率的等精度測量。硬件上無(wú)需任何門(mén)控器件，簡(jiǎn)化了電路。系統框圖如圖2所示，信號處理部分以TMS320F2812 DSP芯片作為控制和測量的核心；信號調理部分主要是完成對信號的放大、整形和限幅；標準頻率信號由30MHz有源晶振產(chǎn)生，作為高頻標準填充脈沖；通過(guò)DSP的SCI模塊與上位機實(shí)現通信，結果顯示在上位機上。
頻率/周期測量 在對被測信號頻率和周期的測量中，等精度測量是基于DSP比較匹配時(shí)T1PWM引腳輸出電平的跳變作為門(mén)閘信號的開(kāi)啟和關(guān)閉，由于比較匹配發(fā)生在被測信號的上升沿，從而實(shí)現了門(mén)閘時(shí)間與被測信號的同步。原理圖如圖3所示。
通用定時(shí)器T1時(shí)鐘輸入選擇外部定時(shí)器時(shí)鐘，此處用調理后的被測信號作為定時(shí)器T1的時(shí)鐘輸入，定時(shí)器T2時(shí)鐘輸入選擇內部CPU時(shí)鐘，用來(lái)產(chǎn)生高頻標準填充脈沖。F2812片上EVA中通用定時(shí)器T1在發(fā)生比較匹配事件時(shí)，其比較輸出引腳T1CMP輸出信號會(huì )自動(dòng)改變電平狀態(tài)，產(chǎn)生PWM波。捕獲單元CAP1設置為上升沿捕獲，T1PWM輸出的PWM波上升沿被CAP1捕獲到，讀取此時(shí)定時(shí)器T2的計數值，同理在下一次比較匹配時(shí)再次讀取定時(shí)器T2的計數值。通過(guò)兩次T2CNT值的相減，即可獲得該門(mén)閘時(shí)間內標準填充脈沖的個(gè)數，然后求出被測信號頻率。 基于DSP比較匹配時(shí)T1PWM引腳輸出電平的跳變作為門(mén)閘信號的開(kāi)啟和關(guān)閉，由于比較匹配發(fā)生在被測信號的上升沿，從而實(shí)現了門(mén)閘時(shí)間與被測信號的同步。兩個(gè)相鄰的比較匹配產(chǎn)生的PWM波的上升沿分別作為門(mén)閘信號的開(kāi)啟和關(guān)閉信號，其中被測信號的個(gè)數為整數，并且是由我們自己任意設定的。定時(shí)器T2時(shí)鐘輸入選擇內部CPU時(shí)鐘，用來(lái)產(chǎn)生標準填充脈沖。設定捕獲單元CAP1為上升沿捕獲，當其捕獲到上升沿時(shí)讀取堆棧CAPFIFO內的值，在下一次捕獲到時(shí)再讀堆棧內的值，計算出標準填充脈沖的個(gè)數Ny，保證Ny的個(gè)數不小于一定的值，即可保證門(mén)閘時(shí)間大于一定的值。假設現在希望一個(gè)門(mén)閘時(shí)間內高頻填充脈沖的總數不小于n，當Ny>n時(shí)，就增大定時(shí)器T1的定時(shí)周期，即增大定時(shí)器T1周期寄存器TIPR的值。存在公式T1PR+1=n/Ny，由于n/Ny不一定為整數，假a 周期測量與頻率測量的基本原理完全相同，測出信號頻率，根據公T=1/f即可得出被測信號的周期。 誤差分析 定時(shí)器T1計數的啟停時(shí)間都是由該信號的上升沿觸發(fā)的，在一次測量時(shí)間內對被測信號的計數無(wú)誤差；在此時(shí)間內標準頻率脈沖的計數個(gè)數Ny，最多相差一個(gè)脈沖，故理論誤差為： |d|≤1/Ny 顯然，測量精度僅僅與Ny有關(guān)，只要Ny值足夠大，就能保證精度。 硬件設計 如圖4所示，將被測信號經(jīng)過(guò)高速運放OPA2690進(jìn)行放大，在經(jīng)過(guò)高速比較器TL3016進(jìn)行整形[3]，由于比較器在對低頻正弦波信號進(jìn)行整形時(shí)，輸出波形的邊沿有比較嚴重的抖動(dòng)，影響測量。解決辦法是對比較器加入正反饋，加速信號邊沿，同時(shí)形成滯環(huán)，可有效消除抖動(dòng)。整形后的信號經(jīng)過(guò)高速施密特觸發(fā)SN74LVC1G14進(jìn)行限幅和進(jìn)一步整形。測量部分主要使用DSP2812芯片上定時(shí)器T1的時(shí)鐘輸入引腳TCLKINA、定時(shí)器T1的比較輸出引腳T1PWM和捕獲單元CAP1的輸入引腳CAP1，即可完成頻率測量。通訊部分選擇MAX3221作為RS-232電平轉換器件，通過(guò)9芯標準RS-232口與上位機進(jìn)行串行通信。主要使用了DSP的串行通信發(fā)送引腳SCIRXD和串行通信接收引腳SCITXD。
軟件設計部分主要包括以下四部分： ·初始化：對變量參數、系統時(shí)鐘、PIE、EV、Flash、GPIO等進(jìn)行配置。 ·中斷模塊：SCI中斷和定時(shí)器T2、T3上溢中斷。 ·數據處理模塊：分段+取算術(shù)平均值。 ·輸出操作模塊：數據經(jīng)RS-232傳給上位機。 圖5為測頻率、周期軟件流程圖，圖6為定時(shí)器2的溢出中斷流程圖。
在該部分初始化時(shí)，要進(jìn)行以下配置：通用定時(shí)器T1時(shí)鐘輸入為外部定時(shí)器時(shí)鐘，通用定時(shí)器T2時(shí)鐘輸入為內部時(shí)鐘輸入，用來(lái)對標準脈沖進(jìn)行計數，該標準脈沖由外部30MHz的有源晶振提供；捕獲單元1設置為上升沿捕獲，用來(lái)捕獲T1PWM引腳輸出PWM波的上升沿，在每次比較匹配時(shí)讀取定時(shí)器T2的計數值T2CNT，該值保存在CAP1FIFO內。初始化時(shí)要將捕獲單元1的狀態(tài)寄存器中的FIFO堆棧狀態(tài)設置成空堆棧；將定時(shí)器T1的定時(shí)周期設置為4個(gè)被測信號的周期長(cháng)度，通過(guò)測得的定時(shí)器T1的一個(gè)定時(shí)周期內的標準脈沖的個(gè)數，計算出被測信號頻率，然后對被測信號進(jìn)行分段，分別為低頻段(小于46.875Hz)，中頻段(大于46.875Hz，小于2343.75KHz)，以及高頻段(大于2343.75 KHz)，其中分段的依據是定時(shí)器的計數飽和值為65536和計數個(gè)數應大于等于1。若信號頻率為中高頻段則重新配置定時(shí)器T1，定時(shí)器T2的寄存器，來(lái)改變定時(shí)周期以及每個(gè)門(mén)閘時(shí)間內的高頻填充脈沖的個(gè)數。在定時(shí)器T1的下一個(gè)定時(shí)周期內計算出頻率和周期。另外，定時(shí)器T2的溢出次數要在第一次發(fā)生比較匹配時(shí)清零，而是否是第一次發(fā)生比較匹配則通過(guò)設置一個(gè)標志來(lái)判斷。當溢出次數清零后才開(kāi)始記溢出次數，直到第二次發(fā)生比較匹配。 該方法的測量誤差主要來(lái)自硬件部分，整形電路的優(yōu)劣直接關(guān)系到測量精度的高低。所以我們下一步的工作就是改進(jìn)整形電路的整形效果和抗干擾性能，盡最大可能減小信號整形帶來(lái)的誤差。 由于DSP定時(shí)器在計數時(shí)存在計數飽和的情況，因此在實(shí)現該等精度測量時(shí)存在上限，即當被測信號頻率高于高頻填充脈沖的頻率時(shí)，該方法就不能實(shí)現等精度了�？梢栽谠摲桨傅幕A上進(jìn)行以下處理：選擇定時(shí)器T1定時(shí)周期內被測信號的個(gè)數固定，可設置T1PR為65529，同時(shí)將定時(shí)器T2的時(shí)鐘修改為75MHz，這樣就能保證每個(gè)門(mén)閘時(shí)間內高頻填充脈沖的個(gè)數，從而在對高頻信號實(shí)現頻率和周期測量時(shí)保證了精度。 但選擇定時(shí)器T1時(shí)鐘輸入為外部時(shí)鐘時(shí)對被測信號的輸入范圍存在限制，如果要進(jìn)一步提高測量的信號的范圍，使得范圍達到上百兆或上G赫茲，可以考慮相位測量的方法，將被測信號設為360度，根據被測信號與標準信號之間的X度相位差，計算被測信號頻率。 |
