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傳統白熱燈泡的調光電路，大多使用簡(jiǎn)易的雙向交流觸發(fā)三極體(Triac)位相控制方式。白熱燈泡利用鎢絲高溫發(fā)光，使用雙向交流觸發(fā)三極體的位相控制方式，因此無(wú)電壓時(shí)段也不會(huì )產(chǎn)生閃現象爍，反過(guò)來(lái)說(shuō)光源變成LED方式時(shí)，相同的雙向交流觸發(fā)三極體位相控制電路，頻率是一般商用頻率2倍，受到無(wú)電壓時(shí)段影響，容易出現閃爍現象。 最近美國國家半導體公司開(kāi)發(fā)直接連接雙向交流觸發(fā)三極體調光器，幾乎完全不會(huì )發(fā)生閃爍現象的LED驅動(dòng)IC LM3445與評鑒基板。接著(zhù)筆者組合評鑒基板與簡(jiǎn)易雙向交流觸發(fā)三極體調光電路，說(shuō)明LM3445的評基板鑒與電路設計的重點(diǎn)。 評鑒基板封裝LM3445、電源電路，以及周邊電路，評鑒基板使用雙向交流觸發(fā)三極體調光電路，輸入已經(jīng)受到位相控制的電壓，利用高頻切換器提供LED電流，LED驅動(dòng)器設有可以控制流入LED電流峰值的降壓轉換器，動(dòng)作時(shí)設定OFF時(shí)間超過(guò)一定值以上。動(dòng)作上首先接受雙向交流觸發(fā)三極體調光電路的輸出電壓，接著(zhù)檢測雙向交流觸發(fā)三極體的ON時(shí)段，再將此信號轉換成流入LED電流指令值，此時(shí)流入LED電流與雙向交流觸發(fā)三極體ON時(shí)間呈比例，就能夠沿用傳統白熱燈泡的調光電路。此外上記評鑒基板支持還主從結構，能夠以相同電流調光復數LED。 評鑒與電路整體架構 圖1(a)是評鑒電路方塊圖；圖1(b)是雙向交流觸發(fā)三極體的調光電路，由圖可知本電路采取“Anode fire”方式，使用雙向交流觸發(fā)三極體的兩端電壓當作驅動(dòng)電壓，通過(guò)可變電阻VR后，使電容器C1充正電壓或是負電壓，此時(shí)不論極性，電容器C1的電壓一旦超過(guò)一定程度，觸發(fā)二極管通電會(huì )使雙向交流觸發(fā)三極體點(diǎn)弧，流入雙向交流觸發(fā)三極體的電流，即使超過(guò)一值仍舊持續通電，電流則流入負載。 
圖中的二極管D1～D4與15kΩ電阻，連接于雙向交流觸發(fā)三極體的兩端，主要目的不論極性都能夠使電容器C1的開(kāi)始充電電壓維持一定值，此外為避免受到商用電源極性影響，因此刻意將此整合成相同點(diǎn)弧位相的電路。由于雙向交流觸發(fā)三極體電路OFF時(shí)，不會(huì )完全遮斷電流，大約有15kΩ的阻抗值，為減少對評鑒基板的影響，本電路插入1kΩ的假電阻。圖1(c)是供應評鑒基板的電壓波形，取電源的正弦波。 圖2是評鑒基板的電路圖，根據圖1(c)的電壓波形可知，輸出調光LED的電流要求各種技巧，第1調光必需指定流入LED的電流，因此評鑒基板若能夠從雙向交流觸發(fā)三極體的ON時(shí)段獲得信息，理論上LED只要流入與該時(shí)段呈比例的電流，LED就能夠沿用傳統白熱燈泡的調光器進(jìn)行調光。
LM3445的ON時(shí)段在450至1350范圍，支持0%～100%的電流值指令，若以雙向交流觸發(fā)三極體的弧點(diǎn)角度θ表示，它相當于1350～450范圍。 第2是輸入評鑒基板的電源，使用雙向交流觸發(fā)三極體進(jìn)行位相控制，因此無(wú)電壓時(shí)段，即使使用高頻切換電路也無(wú)法消除閃爍問(wèn)題。上記電路為消除閃爍，未使用電容輸入型電路，改用填谷電路盡量減輕對電源的影響，因此本電路設置D4、D8、D9、C7、C9，以C7、C9串行電路使輸入的電壓峰值充電。 C7、C9相同容量時(shí)，各電容器的充電電壓是輸入電壓峰值的一半，換句話(huà)說(shuō)輸入電壓峰值變成一半時(shí)，各電容器開(kāi)始放電，輸入電壓峰值變成一半為止則以填谷電路動(dòng)作，如此一來(lái)轉換器的輸入電壓能夠維持一定，同時(shí)還可以高頻使LED點(diǎn)燈。圖3是填谷電路與輸出、入電壓波形。由圖可知輸入電壓波形是雙向交流觸發(fā)三極體輸出整流后的波雙向交流觸發(fā)三極體的ON時(shí)段(角度)，大于900時(shí)會(huì )變成一半，低于900時(shí)＝1/2×sin（180－ON時(shí)段）＝1/2×sinθ。
第3是LED的電流調整電路，并不是可以使降壓轉換器維持一定頻率方式，而是采用能夠使OFF時(shí)段維持一定的方式，因此設計上要求承受輸入電壓、LED電流大范圍變動(dòng)。雖然動(dòng)作頻率隨著(zhù)輸入電壓與負載改變，不過(guò)本電路可以完全忽略L(fǎng)ED的閃爍問(wèn)題，輕易設定頻率范圍。評鑒基板的基本設計與動(dòng)作方式，建立在上記3項設計核心技術(shù)，除此之外為設定條件，電路上還要求其它各種技巧。接著(zhù)以8個(gè)LED為范例，探討評鑒基板的電路定數。 降壓轉換部位的動(dòng)作 圖4是降壓轉換部位相關(guān)電路圖，由圖可知它是由切換用FET Tr2、電感L2、續流二極管D10構成降壓轉換部主要電路，除此之外電流復歸用電阻器R3、決定FET OFF時(shí)間的電容器C1、充電電路Tr3、R4、吸收波動(dòng)電流的電容器C12、LM3445的內部結構，鎖定轉換器的動(dòng)作，細節忽略不詳述。圖中的L5是磁珠電感，它可以抑制續流二極管D10的逆回復電流。
Tr2 ON時(shí)，流入L2的電流取決于輸入電壓Vbuck與LED電壓VLED兩者的電壓差，最差情況LED的順電壓下降為3.99V，8個(gè)LED串聯(lián)需要31.9V。流入Tr2的電流除了受到電流指令最大值750mA的限制之外，有關(guān)對短路等異常電流的保護，本電路備有電流限制器功能，不過(guò)Tr2正確動(dòng)作的代價(jià)是輸入電壓最大值有極限。 IC內部的起動(dòng)電路一旦開(kāi)始動(dòng)作，GATE信號變成H，就會(huì )使Tr2 ON進(jìn)入行程。LM63445即使ON，電流的檢測不會(huì )以一定時(shí)間進(jìn)行，IC內部的125ns延遲時(shí)間內，電流檢測電阻R3的電壓R3，利用內部FET持續限制在0V，PWM與I-LIN兩轉換器的輸入維持L狀態(tài)，這樣的設計主要目的是考慮Tr2 ON時(shí)，二極管D10的逆向回復電流很大，避免瞬間遷移至GATE信號變成OFF狀態(tài)，轉換器可能無(wú)法起動(dòng)。 延遲時(shí)間內Tr2 ON時(shí)電流的過(guò)渡變化，Tr2的電流與L2一旦相同，就進(jìn)入檢測L2電流變化的行程，該電流檢測功能有所謂無(wú)效時(shí)間，因此降壓轉換器的輸入電壓最大值時(shí)，為確實(shí)保障此延遲時(shí)間，如圖5所示要求最小200ns的ON時(shí)間。延遲時(shí)間之后隨著(zhù)直線(xiàn)上升的L2電壓，R3的電壓也直線(xiàn)上升，該電壓經(jīng)過(guò)電流感測端子ISNS輸入至PWM轉換器，一直到電壓到達電流指令值為止，GATE信號維持ON狀態(tài)。評鑒基板的電流檢測用電阻R3大約1.8Ω，PWM的電流指令值最大值，750mV時(shí)為417mA，延遲時(shí)間與溫度有依存關(guān)系，大約100～160ns。
PWM轉換器進(jìn)行IC內部產(chǎn)生的電流指令值與R3電壓比較，R3的電壓超過(guò)電流指令值，H的信號經(jīng)過(guò)內部控制電路使GATE信號OFF。此外本電路還設置PWM轉換器不動(dòng)作時(shí)的I-LIM轉換器，超過(guò)1.27V峰值會(huì )使GATE信號OFF抑制電流。Tr2 OFF時(shí)L2的電流移至D10，L2則以L(fǎng)ED的一定電壓開(kāi)始再設定(reset)，L2的電流呈直線(xiàn)性衰減，磁束則被再設定(reset)。評鑒基板的此OFF時(shí)間取決于LED的電壓，主要理由在動(dòng)作范圍，希望優(yōu)先正確進(jìn)行L2的磁束再設定。 決定OFF時(shí)間的電容器C11與定電流電路Tr3、R4，定電流電路利用LED的順向電壓，配合LED的電壓使電流流動(dòng)C11，C11的電壓呈直線(xiàn)性上升，利用該電壓與時(shí)間呈比例的特性。定電流電路的動(dòng)作非常簡(jiǎn)單，配合LED的順定下降電流流入R4，Tr3的基準電流配合Tr2的增幅率電流流動(dòng)，由于流入Tr3集極(collector)的電流與流入R4的電流幾乎相同，因此C11內部有一定電流流動(dòng)，該電壓呈直線(xiàn)性上升，C11的電壓被輸入至LM3445的COFF則進(jìn)入COFF的比較器(Comparator)，電壓一旦超過(guò)1.276V基準電壓，再度使GATE信號移轉至ON狀態(tài)，換言之OFF時(shí)間是與LED的電壓呈比例的值。 綜合上記結論可知，GATE信號ON時(shí)IC的COFF輸入，亦即C11在IC內部以33Ω的阻抗值短路，此時(shí)C11的電壓幾乎維持0V，一旦進(jìn)入OFF行程就開(kāi)始對C11定電流充電，亦即開(kāi)始時(shí)間計數。接著(zhù)以評鑒基板為例試算OFF時(shí)間。
假設：
由此可之電感L2的再設定時(shí)間大約3.2μs。電感L2的再設定電壓是LED的電壓VLED，它是一定值。電流直線(xiàn)性下降，持續到FET的下個(gè)ON為止。L2的電流變成連續的條件（不會(huì )變成0），該電流的變化成份，反而變成LED的波動(dòng)電流成份。 假設： OFFB時(shí)間=3.2μS L2=470μH 如此一來(lái)就可以求得波動(dòng)電流：
圖6是根據電路定數計算的L2最大電流波形，使用的LED最大平均電流為350mA，如果根據評鑒基板的定數計算，轉換器的公稱(chēng)動(dòng)作頻率變成：
電流指令的電路與動(dòng)作 降壓轉換器的動(dòng)作概要如上記，降壓轉換器的電流指令利用雙向交流觸發(fā)三極體產(chǎn)生，圖7(a)是電流指令值產(chǎn)生電路；圖7(b)是動(dòng)作概要；圖7(c)是電流指令值的范圍。利用雙向交流觸發(fā)三極體體進(jìn)行位相控制的電壓，亦即雙向交流觸發(fā)三極體導通時(shí)輸入的電壓，被施加至Tr1的網(wǎng)關(guān)與汲極，一旦施加位相控制的電壓，雖然取決于Tr1的特性，不過(guò)此時(shí)大約10V的電壓被輸入至BLDR端子，輸入峰值7.2V的轉換器輸出遷移變成H，4μs后230Ω的負載加入轉換器輸入，可以補強雙向交流觸發(fā)三極體的拴鎖器電流，使雙向交流觸發(fā)三極體正確動(dòng)作。
BLDR轉換器的輸出變成峰值4V的脈沖列輸出至ASNS，該以R1、C3與IC出口的損失平順化，制作脈沖列的平均電壓，變成FLTR1的電壓。FLTR1的電壓則被輸入至RAMP轉換器，再與內部的鋸狀波形比較，此鋸狀波形值為3V，谷底值為1V，FLTR1的電壓值低于1V，RAMP轉換器的輸出變成H，流入RAMP轉換器的電流指令值變成0V，反過(guò)來(lái)說(shuō)FLTR1的電壓值超過(guò)3V時(shí)，RAMP轉換器的輸出變成L，連接的FET變成OFF狀態(tài)，汲極電壓VQ大約750mA，因此流入RAMP轉換器的電流指令值，就是內部電壓最大750mA。 由此可知FLTR1的電壓值與雙向交流觸發(fā)三極體的導通角度呈比例，可以檢測的控制角θ在一定范圍內。雙向交流觸發(fā)三極體的導通角度為1800－θ，導通角度與半波周期比1800－θ/1800的值，在1/4～1/3范圍內，因此在450≦θ≦1350范圍內，產(chǎn)生與角度(1800－θ)呈比例的電流指令，θ=1350時(shí)，電流指令=0V，θ=450時(shí)，電流指令=750mV最大值。 來(lái)源：電子工程網(wǎng) |
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周邊電路的設計 以上根據LM3445評鑒基板電路與電路定數，探討電路動(dòng)作特性，接著(zhù)介紹LM3445周邊電路的設計技巧。LM3445的主要功能分別如下: (1)以位相控制的雙向交流觸發(fā)三極體為前提，將雙向交流觸發(fā)三極體的通電角度轉換成流入LED的指令值，支持位相角度450～1350范圍，電流指令值最大750mV～0V (2)以降壓轉換器OFF時(shí)間一定方式為前提，優(yōu)先穩定動(dòng)作，利用LED的電壓幾乎是一定的特征。 (3)降壓轉換器ON時(shí)脈沖寬度必需是最小值的限制，要求200ns以上，因此轉換器的輸入電壓有上限的限制。 (4)降壓轉換器的最低輸入電壓，要求雙向交流觸發(fā)三極體位相角度1350時(shí)，交流輸入電壓值必需大于LED的電壓。利用降壓轉換器使LED的電流維持一定，LED的電壓VLED與轉換器的輸入電壓Vbuck比D在轉換器沒(méi)有損失時(shí)，它與切換組件Tr2的ON時(shí)間，以及控制周期T的比完全相同，有損失時(shí)D與效率η呈反比率變大，此時(shí)使用下式表示：
評鑒基板的設計條件如下： ˙電壓：AC90V~135V ˙電流：350mA ˙LED數量：串聯(lián)7~8個(gè) 評鑒電路選擇LED電流350mA種類(lèi)，評鑒基板根據定數以250kHz附近動(dòng)作，使用評鑒電路的條件進(jìn)行。LED的條件如下： ˙VF = 2.79~3.42~3.99V ˙ILED = IF = 350mA（最大），500mA（脈沖） ˙輸入電壓：AC80～120V(AC100V±20%) ˙動(dòng)作頻率：額定輸入電壓時(shí)250kHz 假設降壓轉換器輸入電壓為額定電壓峰值，降壓轉換器的效率η，根據技術(shù)資料為85%，依此試算LED串聯(lián)8、7、6、5、4，此時(shí)VLED分別是27.36、23.94、20.52、17.1、13.68，根據上式(1)：
計算結果如下： ˙toff = 3.09μs@8個(gè)LED串聯(lián) ˙toff = 3.20μs@7個(gè)LED串聯(lián) ˙toff = 3.32μs@6個(gè)LED串聯(lián) ˙toff = 3.43μs@5個(gè)LED串聯(lián) ˙toff = [email=3.54μs@4]3.54μs@4[/email]個(gè)LED串聯(lián) 最后決定采用toff =3.09μs。C11到達LM3445 COFF 峰值1.276V的時(shí)間，取決于C11的容量與一定充電的電流ICOLL，ICOLL（一般數十μA）的選擇由C11決定，C11以下式表示：
假設C11＝120pF，如此一來(lái)：
評鑒基板的R4=576kΩ，相當于toff=3.2μs，它是流入LED的額定電流時(shí)off的時(shí)間，電流指令很小時(shí)LED的電壓降低，off的時(shí)間變長(cháng)。波動(dòng)電流Δi是決定電感L2電感值的要因，增加電感值波動(dòng)電流降低，LED的電流連續范圍變大，L2的容量變大、單價(jià)上升。由于動(dòng)作頻率很高，不易察覺(jué)該頻率的閃爍，因此選擇低電感值，Δi=50%。 Δi=350×0.5=175mA 接著(zhù)計算L2的電感值：
評鑒基板的L2為470μH，因此L2的波動(dòng)電流 Δi變大，此處觀(guān)察評鑒基板L2＝470μH時(shí)，LED的串聯(lián)數量與波動(dòng)電流的變化。波動(dòng)電流Δi以下式表示：
根據上述可以獲得表1的LED串聯(lián)數量與波動(dòng)電流Δi關(guān)系，由表1可知LED串聯(lián)數量減少，L2的電流波動(dòng)隨著(zhù)降低，上記評鑒基板toff=3.20μs，計算上Δi=186mA，波動(dòng)電流為53%。
圖中的C12可以抑制流入LED的波動(dòng)電流，上記評鑒基板使用1μF，吸收250kHz時(shí)的鋸齒狀波動(dòng)電流，以評鑒基板為范例，250kHz時(shí)Δi=186mA的波動(dòng)電流，該交流成份換算成實(shí)效值變成：
假設電流全部流入電容器C11，此時(shí)C11的電壓變成：
由此可知流入LED的波動(dòng)電流受到抑制。降壓轉換器的輸入最低電壓Vbuck(min)以下式計算：
考慮整流架橋與埋谷電路的二極管電壓降低(大約3V)，變成： 40V－3V=37V 超過(guò)VLED=27.36V，因此轉換器能夠動(dòng)作。此外在此范圍的電流指令值幾乎是0，由于Tr2電流不檢測時(shí)間的最小脈沖寬度為125ns，因此Tr2可以動(dòng)作。 轉換器的最大電壓Vbuck(max)：
要求合適的二極管、FET等半導體的電壓規格。降壓轉換器動(dòng)作上Tr2的ON時(shí)間超過(guò)200ns，確定可以穩定動(dòng)作。以下是8個(gè)LED串聯(lián)時(shí)的計算結果：
C7與C9放電時(shí)放電量很大的場(chǎng)合，輸入電壓很小卻提供最大電流，此時(shí)電容器只進(jìn)行放電，一直到下次放電為止的期間，如果電壓降至電流無(wú)法流入LED的值，就不能確保LED的光束量，為避免上記問(wèn)題，設計上C7與C9的電壓值選擇超越LED的電壓。電壓Vbuck最小值如圖8所示假設： ΔV=20V
最小點(diǎn)變成： 54-20=34＞27.36V 因此C7與C9在20V放電也可以。
Iled：評鑒基板的最大值 Δt=3.33ms（相當于50Hz電源60°） 由于C7與C9都是33μF，因此C=66μF非常充分。此外評鑒基板還設置： ˙消除波動(dòng)濾波器(L3、C1、L4、C15) ˙一般模式濾波器(L1) ˙累增二極管(Avalanche Diode)(D12) ˙熱敏電阻（Thermistor)(RT1) ˙保險絲(F1) 有關(guān)消除波動(dòng)濾波器，由于Tr2的OFF時(shí)間與ON時(shí)間大幅改變，設計消除波動(dòng)濾波器時(shí)，必需考慮以動(dòng)作頻率最低值抑制波動(dòng)電流。有關(guān)一般模式濾波器，要求可以檢查開(kāi)啟電源時(shí)，流入電解電容器的突波電流、二極管、電容器的電流、電壓耐量的協(xié)調動(dòng)作。突波電流必需配合消除波動(dòng)濾波器的關(guān)系進(jìn)行檢討，雖然一般模式濾波器增加對地阻抗，可以抑制漏泄電流，不過(guò)對Tr2、D10的特性、基板布線(xiàn)結構卻有相關(guān)性。 組件表內記載D12的破壞電壓VBR=144V，不過(guò)實(shí)際封裝組件與廠(chǎng)商的標示不一致，假設組件表內的記載數據是正確的話(huà)，筆者建議重新檢討AC135V輸入時(shí)的動(dòng)作。 測試電路測試條件與測試結果分別如下： 測試條件 ˙輸入電壓：AC80V ˙通流角度：450以下，900附近，1350以上 ˙測試部位：TP3----V+ →整流端的電壓 TP4----Vbuck →埋谷電路輸出電壓 Tr1----源極端子 →BLDR輸入 TP15----GATE信號 TP16----R3電壓（檢測電流） 測試結果與考察 圖9是雙向交流觸發(fā)三極體導通電流的角度與LED電流的變化測試結果，根據測試結果可知雙向交流觸發(fā)三極體未通電領(lǐng)域，一直到所有通電領(lǐng)域都非常穩定動(dòng)作。圖10是交流輸入電流的波形，雖然流入填埋電路C7、C9的充電電流非常顯眼，不過(guò)它可以利用濾波器L3、L4抑制，比所謂的電容輸入電路更優(yōu)秀。
圖11是埋谷電路的電壓波形；圖12是GATE信號與Tr2的電流（R3的電壓）波形，由圖可知LED的電流幾乎是0V，大約是300mA的數據，Tr2的OFF時(shí)間則與流入LED的電流值，亦即LED的電壓有依存關(guān)系，電流很小、OFF時(shí)間延長(cháng)，反過(guò)來(lái)說(shuō)電流很大、OFF時(shí)間縮短。此外Tr2的ON時(shí)間取決于流入LED的電流與填埋電路的電壓，埋谷電壓很低、Tr2的ON時(shí)間變長(cháng)，轉換器的動(dòng)作頻率大幅變化，因此選擇輸入濾波器時(shí)必需列入考慮。ITr2的的GATE信號ON時(shí)，突出狀電流流動(dòng)，礙于篇幅限制省略定量評鑒結果，評鑒基板設有保險絲與電感L5。
結論 隨著(zhù)LED芯片電光轉換效率的提升，制作成本卻持續下跌，使用LED光源的照明燈具逐漸取代傳統熒光燈與白熱燈泡，開(kāi)發(fā)LED燈泡專(zhuān)用調光器的同時(shí)，市場(chǎng)要求能夠沿用白熱燈泡調光器的聲浪也日益高漲，傳統白熱燈泡的調光器，使用結構簡(jiǎn)易的雙向交流觸發(fā)三極體位相控制，由于白熱燈泡主要是透過(guò)鎢絲高溫發(fā)光，因此雙向交流觸發(fā)三極體的位相控制，無(wú)電壓時(shí)段也不會(huì )產(chǎn)生閃現象爍。 光源變成LED方式時(shí)，相同的雙向交流觸發(fā)三極體位相控制，頻率是一般商用頻率2倍，受到無(wú)電壓時(shí)段的影響，LED Lamp容易出現閃爍現象，有鑒于此美國國家半導體公司開(kāi)發(fā)，可以直接連接雙向交流觸發(fā)三極體的調光電路，以及幾乎完全不會(huì )發(fā)生閃爍現象的LED驅動(dòng)IC LM3445，透過(guò)此專(zhuān)用LED驅動(dòng)IC，就能夠輕易實(shí)現沿用白熱燈泡調光器的目標。 |
