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作者：Alexandr Ikriannikov，ADI公司研究員 摘要 最近推出的跨電感電壓調節器(TLVR)在多相DC-DC應用中頗受歡迎，這些應用為CPU、GPU和ASIC等低壓大電流負載供電。這一趨勢主要基于該技術(shù)出色的瞬態(tài)性能。TLVR還支持靈活的設計和布局，但有幾個(gè)缺點(diǎn)。本文闡述了TLVR設計選擇如何影響性能參數，并討論了相關(guān)權衡。 TLVR降壓器中的電流紋波和瞬態(tài) 對于許多高電流應用而言，多相降壓轉換器的任何改進(jìn)都有意義。瞬態(tài)性能改進(jìn)尤其值得關(guān)注，因為許多CPU、GPU和ASIC現在都有非常嚴格的瞬態(tài)規格，而高效率對于節能和熱性能也至關(guān)重要。 電感中的電流紋波是影響設計選擇的重要參數：它影響效率和輸出電壓紋波，并間接關(guān)系到瞬態(tài)性能、解決方案尺寸和其他性能指標。另一個(gè)關(guān)鍵特性是瞬態(tài)條件下的電流擺率，這是瞬態(tài)性能的基本限制因素。通常，電流紋波（以及效率）和瞬態(tài)性能（直接影響輸出電容大小等因素）導致設計決策需要權衡。 采用分立電感(DL)的傳統多相降壓轉換器如圖1a所示。為了實(shí)現較理想的波形交錯，假定所有相位之間都具有適當的相移。一種替代方案是用耦合電感(CL)代替DL，如圖1b所示。1-3,5另一種替代方案如圖1c所示，稱(chēng)為T(mén)LVR，其中調諧電感Lc會(huì )影響電流紋波和瞬態(tài)性能。4,6,7,10TLVR方法的原理是向分立電感添加次級繞組，并通過(guò)次級繞組的電氣連接來(lái)鏈接相位。這種設計思路類(lèi)似于耦合電感：對所有鏈接相位之間的交流波形進(jìn)行平均，以在特定瞬態(tài)擺率下獲得更好的電流紋波，但TLVR的有效耦合電感是有限的，因為必須考慮全部相電流。TLVR的缺點(diǎn)是TLVR變壓器不能傳送電流的直流部分，因此直流電不會(huì )像在磁耦合電感中那樣在相位之間抵消掉。本文將重點(diǎn)介紹TLVR的更多細節和特定權衡；由于論文篇幅限制，這些內容未包含在之前的研究中。9 
圖1.多相降壓轉換器，分別采用(a)分立電感(DL)、(b)耦合電感(CL)和(c) TLVR TLVR中紋波和電流擺率的第一個(gè)數學(xué)模型及方程可能已出現在相關(guān)文獻中。7雖然這是一個(gè)非常有用的數學(xué)模型，適用于任何電路條件（任何占空比D = Vo/VIN或多個(gè)相位Nph等），但它有一些局限性。例如，低Lc值（圖1c中的調諧電感）會(huì )導致誤差增加，當Lc = 0時(shí)，誤差變得無(wú)窮大，等等。低Lc值的極端情況比Lc = 開(kāi)路的極端情況更重要，因為使用TLVR的主要原因是改善瞬態(tài)性能，這意味著(zhù)Lc值相當低。 此外還給出了更準確的TLVR推導，通過(guò)指定適當的Vx狀態(tài)，推導出的方程可以得出穩態(tài)（對于電流紋波）或瞬態(tài)下的電流擺率。10該推導是針對更準確的等效TLVR原理圖（圖2）進(jìn)行的。此模型與任何極端情況下的仿真都具有極好的相關(guān)性，但穩態(tài)下的電流擺率僅對D < 1/Nph范圍有效。后者是可以接受的，因為已經(jīng)證明，恰好在D < 1/Nph區域，TLVR具有相對于DL基線(xiàn)的最大電流紋波增量，并且當Nph足夠高時(shí)，其接近DL紋波。9,10
圖2.TLVR模型10 通常，TLVR值在數據手冊中的顯示方式與分立電感DL相同，從中可推導出TLVR。圖2中的模型假設TLVR總值或自感被分成兩部分：一個(gè)是通常較小的Lk，其余部分實(shí)際上成為T(mén)LVR變壓器的互感Lm = TLVR-Lk（方程1）。 基于圖2中的模型，TLVR中的電流擺率可用方程2表示，其中Lk是主繞組和輔助繞組之間的TLVR漏感。Vx1電壓分配給目標相位，而所有其他Vx節點(diǎn)均假定具有相同電壓（VIN或0）。相應的節點(diǎn)電壓Vy1如方程3所示。強制Vx1 = Vx，并將這些電壓指定為VIN（斜坡上升）或0（斜坡下降），便可使用方程2直接計算TLVR中的最大瞬態(tài)擺率。此外，方程2中的電流擺率可用于方程4中的穩態(tài)紋波計算，其中Vx1 = VIN，所有其他開(kāi)關(guān)節點(diǎn)均為Vx = 0。不過(guò)，方程4僅對D < 1/Nph有效，因為它假設全部導通時(shí)間D/Fs內具有單一且相同的擺率。
如文獻所述，品質(zhì)因數(FOM)是反映系統性能的一個(gè)良好指標，最大化FOM通常是實(shí)現理想權衡的正確方向。9,10但請注意，高FOM本身并不能確保特定應用規格中的每個(gè)參數都得到滿(mǎn)足，高FOM僅是良好設計的一個(gè)指標。FOM的定義如方程5所示，這對于D<1/Nph范圍是合適的，我們可以用方程6來(lái)表示TLVR FOM。 為了進(jìn)行比較，我們將使用CL方程（此處未顯示），但重點(diǎn)關(guān)注TLVR性能和權衡。5,10我們還將使用陷波耦合電感(NCL)結構作為基準，與尺寸和大小兼容的特定TLVR = 150 nH解決方案進(jìn)行比較。10 TLVR權衡 圖3顯示了基于12 V至1.8 V 6相設計的關(guān)鍵TLVR性能參數與調諧電感Lc的關(guān)系（電流紋波的Fs = 300 kHz）。TLVR = 150 nH是給定尺寸下勉強滿(mǎn)足Isat/ph規格的最大可能值，因此它能充分有效地減小TLVR紋波并提高效率。此外還繪制出DL = 150 nH，作為T(mén)LVR = 150 nH的基線(xiàn)，以及NCL = 6× 25 nH (Lm = 375 nH)參數以供比較。圖3中所有TLVR曲線(xiàn)上都突出顯示了實(shí)際設計點(diǎn)Lc = 120 nH。 內容中需要考慮TLVR參數的變化：圖3顯示了(a) FOM，(b)電流瞬態(tài)擺率和(c)電流紋波與Lc的關(guān)系，水平刻度相同。請注意，隨著(zhù)Lc增加，所有TLVR曲線(xiàn)都漸近地接近DL性能。TLVR的FOM隨著(zhù)Lc值的降低而提高，因為瞬態(tài)擺率大幅提高，但代價(jià)是電流紋波進(jìn)一步增加（DL基線(xiàn)的紋波已經(jīng)相當大），參見(jiàn)圖3c。將具有隔離功能的次級繞組添加到初始DL時(shí)，鐵氧體會(huì )減少，但TLVR FOM繪圖未考慮這一點(diǎn)。正如預期的那樣，TLVR紋波始終大于DL基線(xiàn)8-10。
圖3.TLVR權衡與Lc的關(guān)系：(a) FOM，(b) 電流擺率（向上），(c) 電流紋波。其中突出顯示了實(shí)際設計點(diǎn)Lc = 120 nH。12 V至1.8 V，6相，Fs = 300 kHz。 圖4顯示了FOM、瞬態(tài)擺率和電流紋波與TLVR值（實(shí)際上是Lm）的關(guān)系。值得注意的是，在繪制數學(xué)曲線(xiàn)時(shí)，TLVR的Isat規格是每相的全部Isat（在測試解決方案中，對于TLVR = 150 nH，Isat = 65 A），而對于NCL的Lm，Isat明顯較低（對于必須承受相間電流不平衡的Lm = 375 nH，保守Isat = 25 A）。因此，在相同給定尺寸的測試解決方案中，高于150 nH的TLVR曲線(xiàn)和高于375 nH的NCL曲線(xiàn)僅有理論意義（需要更大的尺寸來(lái)擴展這些值）。由于TLVR和CL的電氣模型相似，并且與Lm的函數關(guān)系的相關(guān)曲線(xiàn)可能彼此接近，因此關(guān)鍵的一點(diǎn)是，對于TLVR和CL，給定空間中互感受到的限制大不相同10。這為同一特定體積中的TLVR和NCL提供了一個(gè)現實(shí)的比較角度。
圖4.TLVR權衡與TLVR值(Lm)的關(guān)系：(a) FOM，(b) 電流擺率（向上），(c) 電流紋波。Lc = 120 nH，標出了給定尺寸下TLVR = 150 nH和Lm = 375 nH（對于NCL）的最大值。12 V至1.8 V，6相，Fs = 300 kHz。 正如預期的那樣，對于TLVR和NCL，Lm 增加都會(huì )導致耦合系數和FOM變大，如圖4a所示。10瞬態(tài)擺率一般由NCL中的漏感Lk和TLVR中的調諧電感Lc定義，而不是由Lm定義，因此圖4b中的曲線(xiàn)大部分是平坦的。然而，當TLVR值（有效Lm）變得過(guò)小時(shí)，并聯(lián)Lc實(shí)際上會(huì )短路，瞬態(tài)擺率迅速增加。 圖4c證實(shí)，對于TLVR和NCL，增加Lm非常有利于減小電流紋波（但Lm增加不會(huì )降低瞬態(tài)性能，參見(jiàn)圖4b）。TLVR和NCL的電流紋波與Lm的關(guān)系曲線(xiàn)非常相似，這是因為二者的電氣模型相似，但Lm值的限制因素卻截然不同。10當然，大部分差異來(lái)自于給定尺寸下Lm所需的Isat額定值，因此NCL的電流紋波比相關(guān)TLVR小得多。 實(shí)驗結果 NCL設計為適合相同的TLVR尺寸，并且還匹配TLVR解決方案的所有其他外部尺寸。10圖5顯示了同一電路板上的兩個(gè)測試解決方案（NCL不需要Lc）。 正如根據擺率值所預期的那樣，TLVR和NCL都是非�？斓慕鉀Q方案（圖3b和圖4b）。我們特意驗證了瞬態(tài)性能相同的情況，即使將Fs降低至300 kHz，仍然不會(huì )導致相位相互耦合的6相解決方案中出現反饋帶寬限制。8 由于NCL的FOM明顯高于TLVR（圖3a），因此匹配瞬態(tài)性能導致NCL的電流紋波只有TLVR的大約1/2.6。圖6顯示了相應的效率比較結果，其中TLVR性能受到大電流紋波峰峰值的挑戰。 由于CL（尤其是NCL）的漏感通常遠低于TLVR值，因此預計CL和NCL的每相電流能力也高得多：TLVR = 150 nH示例中Isat = 65 A（每相），而相同體積中的NCL = 6× 25 nH顯示Isat > 300 A（每相）。
圖5.同一電路板上的解決方案：(a) TLVR和(b) NCL
圖6.同一電路板上6相12 V至1.8 V解決方案的效率與Io的關(guān)系：(a) TLVR和(b) NCL 結論 TLVR的FOM一般約為2，從這個(gè)角度來(lái)看，它相對于FOM = 1的分立電感基線(xiàn)有所改進(jìn)。其優(yōu)勢在于，與電流紋波增加相比，TLVR改善瞬態(tài)性能的速度更快。然而，TLVR只能改善瞬態(tài)，同時(shí)會(huì )產(chǎn)生一些弊端。例如，由于相位之間的鏈接以及較低的有效磁化電感和Lc，TLVR電流紋波總是高于相同值DL情況的電流紋波。這會(huì )對效率產(chǎn)生不利影響，特別是考慮到添加具有高壓隔離功能的次級繞組時(shí)鐵氧體橫截面會(huì )減小。本文未考慮鐵氧體損失所導致的額外電感值損失（假設Isat與原始DL相同）。串聯(lián)的次級TLVR繞組也會(huì )造成潛在的高壓?jiǎn)?wèn)題，并且通常會(huì )導致磁元件的成本增加。8 TLVR的瞬態(tài)電流擺率通常由Lc設置，但如果Lm足夠低：那么Lm實(shí)際上會(huì )使Lc短路，使得瞬態(tài)性能更快，但這會(huì )產(chǎn)生非常大的電流紋波，導致效率受損。 一般來(lái)說(shuō)，TLVR的行為類(lèi)似于耦合電感，但TLVR的全電流額定值會(huì )限制有效Lm，使其表現明顯不佳。在相同的體積下，由于Lm通常要高出幾倍，因此CL或NCL可以實(shí)現高得多的FOM和性能。因此，在所考慮的例子中，NCL顯示出高得多的效率，同時(shí)瞬態(tài)性能相比TLVR也有所改善，10但卻不存在TLVR方法的成本影響或高壓?jiǎn)?wèn)題。 NCL與TLVR相比，每相Isat電流能力顯著(zhù)提高，這是一個(gè)額外的好處（上例中差異大于4.5倍）。 參考文獻 1 Aaron M. Schultz和Charles R. Sullivan�！皫я詈细袘@組的電壓轉換器及相關(guān)方法�！泵绹鴮�(zhuān)利6,362,986，2001年3月。 2 Jieli Li�！癉C-DC轉換器中的耦合電感設計�！贝T士論文，2001年，達特茅斯學(xué)院。 3 Pit-Leong Wong、Peng Xu、P. Yang和Fred C. Lee�！安捎民詈想姼械慕诲eVRM的性能改進(jìn)�！薄禝EEE電源電子會(huì )刊》，第16卷第4期，2001年7月。 4 Ming Xu、Yucheng Ying、Qiang Li和Fred C. Lee�！靶滦婉詈想姼卸嘞喾�壓器�！盜EEE，2007年。 5 Alexandr Ikriannikov�！榜詈想姼械幕A知識和優(yōu)勢�！盇DI公司，2021年。 6 S. Jiang、X. Li、M. Yazdani和C. Chung�！巴苿�(dòng)48 V技術(shù)創(chuàng )新——混合轉換器和跨電感電壓調節器(TLVR)�！盜EEE，2020年。 7 “帶TLVR輸出濾波器的多相降壓轉換器�！盜nfineon Technologies，2021年2月。 8 Alexandr Ikriannikov�！癟LVR高壓注意事項�！彪娫聪到y設計，2021年。 9 Alexandr Ikriannikov�！岸嘞郉C-DC應用中磁元件的演變和比較�！盜EEE，2023年3月。 10 Alexandr Ikriannikov和Di Yao�！安捎枚嘞啻旁霓D換器：TLVR與CL和新穎優(yōu)化結構之比較�！盤(pán)CIM Europe，2023年5月。 關(guān)于作者 Alexandr Ikriannikov是ADI公司通信和云事業(yè)部的研究員。他于2000年獲得加州理工學(xué)院電子工程博士學(xué)位，在那里他跟隨Cuk博士學(xué)習電力電子學(xué)。他開(kāi)展了多個(gè)研究生項目，從AC/DC應用的功率因數校正到適用于火星探測器的15 V至400 V DC/DC轉換器。研究生畢業(yè)后，他加入Power Ten，重新設計和優(yōu)化大功率AC/DC電源，然后在2001年加入Volterra Semiconductor，專(zhuān)注于低壓大電流應用和耦合電感器。Volterra于2013年被Maxim Integrated收購，Maxim Integrated現在是ADI公司的一部分。目前，Alexandr是IEEE的高級會(huì )員。他擁有70多項美國專(zhuān)利，還有多項專(zhuān)利正在申請中，并撰寫(xiě)發(fā)表了多篇電力電子技術(shù)論文。 |
