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作者: 汪月亮 英飛凌科技消費、計算與通訊業(yè)務(wù)大中華區 高級主任工程師 摘要： 在電源芯片的數字控制方法中，經(jīng)常引入延遲環(huán)節。在引入延遲環(huán)節后，分析電路響應的方法特別是定量計算會(huì )變得比較復雜。本文通過(guò)對一種有延遲環(huán)節的burst控制方法的分析，提出一種可用于工程實(shí)踐的方法，那就是通過(guò)電路分析，用在靜態(tài)工作點(diǎn)作瞬態(tài)響應仿真的方法得到參數調試方向。 引言 在現代電源芯片設計中，模數結合的方法已經(jīng)很常見(jiàn)。數字控制的方法的好處是：抗干擾能力強; 控制精確; 靈活性好; 系統的兼容性好; 方便實(shí)現電源管理。在數字控制模式中，可以輕松引入延遲環(huán)節，讓控制更加靈活，高效。這種方法帶來(lái)的問(wèn)題是，在引入延遲環(huán)節后，在電源工程設計中，最常見(jiàn)的用零極分布來(lái)分析電路響應的方法不再適用。引入延遲環(huán)節后，通常傳遞函數用（G(s)=e^τs）來(lái)表示，但在真實(shí)過(guò)程中，τ 的不確定性讓分析難度加大。在工程實(shí)踐中， 仿真的辦法，是快速理解與找到解決問(wèn)題的有效手段。那么如何設定仿真模型可以得到理想的結果就很重要。本文將基于對一種burst控制方法的理解，給出一種在靜態(tài)工作點(diǎn)作瞬態(tài)響應仿真的方法來(lái)獲得對這類(lèi)問(wèn)題的理解與工程解決方法。 一種有延遲環(huán)節的burst控制方法 在這種控制方法里，如圖一所示，當芯片進(jìn)入主動(dòng)BURST 模式后，芯片停止發(fā)出驅動(dòng)脈沖，也就是圖中VCS信號沒(méi)有出現的區間，因為輸出電壓的下跌，反饋作用的拉電流（一般是光藕的作用）消失，芯片的FB引腳上的電壓在內部電流的作用下開(kāi)始快速上升，直到VFB_BON 信號，并重新喚醒芯片發(fā)出驅動(dòng)脈沖，讓下跌中的輸出電壓回歸正常值。 上面的分析過(guò)程是一種設計想得到的理想狀態(tài)。在實(shí)際應用中，我們會(huì )發(fā)現，在輸出電容較小，不合理的反饋設計下，FB引腳上的電壓快速上升的時(shí)間會(huì )遠大于芯片理想的設計時(shí)間，輸出電壓的跌落幅度變得不可接受。理論上應該消失的從光藕反饋過(guò)來(lái)的拉電流并不會(huì )因為輸出電壓的跌落馬上消失，這將導致，輸出電壓跌落過(guò)多，而且傳統經(jīng)典的適用于線(xiàn)性時(shí)不變系統的控制理論，無(wú)法很好的解釋與解決這個(gè)問(wèn)題。 burst 控制方法如下圖 
圖一：burst 控制方法 常見(jiàn)的控制電路及靜態(tài)工作點(diǎn)的分析
圖二：常見(jiàn)反饋電路 如圖二所示，這是一種常見(jiàn)的由TL431 與光藕組成反饋電路，反饋補償是Ⅱ類(lèi)補償電路。輸出電壓為12V。靜態(tài)工作點(diǎn)主要是確定兩個(gè)反饋電容在穩態(tài)時(shí)的電壓值。 首先定義光藕的工作狀態(tài)： CTR :50%; VF: 1.45V 定義光藕的工作電流：IF: 0.33mA （備注：此電流由芯片工作狀態(tài)決定） 定義TL431參考腳電壓： Vref: 2.5V 定義輸出電壓：Vout=12V 反饋補償的電容（C1,C2）上的電壓為： Vout-VF-(IF*R5)-Vref 得到反饋補償的電容（C1,C2）上的電壓為： 12V-1.45V-(0.33mA x1k)-2.5V ≈ 8V 由此得到在12V穩態(tài)下，C1,C2上的電壓為8V 仿真建立方法與等效仿真模型 實(shí)際工程樣機為一臺60W,12V/5A的電源，控制芯片的burst 控制方法如前圖一所示 假定設計目標為進(jìn)入burst態(tài)，重新發(fā)出驅動(dòng)時(shí)，12V 輸出電壓的跌落小于0.5V，以此設定仿真的電壓源，如圖所示，12V 的輸出，電壓源取11.5V 反饋網(wǎng)絡(luò )取值等同于實(shí)際電路取值 用二極管取代光藕，去光藕的CTR 動(dòng)態(tài) 用流經(jīng)二極管的電流等效芯片反饋（FB）電壓的變化速率 設定反饋電容的初始電壓為系統輸出電壓為12V 穩態(tài)時(shí)的初始電壓（如圖為8V） 選定SIMETRIX為仿真工具，分析模型選擇瞬態(tài)分析。 建立的仿真電路如下圖三所示。
圖三：仿真電路 這種仿真分析方法的目的是用來(lái)幫助理解電路的工作與工程實(shí)踐中的元件參數的調試方向。很明顯，流經(jīng)此二極管的電流會(huì )影響電源控制芯片反饋（FB） 腳上電壓的上升，控制的目標就是，讓這一路電流盡快掉到最小，以得到反饋（FB）電壓的上升。 仿真結果如下: 電路的初始參數如圖三所示 選取不同的反饋電阻值,如圖三中的R2（3k-100k），對流經(jīng)光藕的電流IPROB2分析，得到圖四，圖五，不同反饋補償電阻值下的光藕電流隨時(shí)間變化規律。
圖四：不同反饋補償電阻值下的光藕電流隨時(shí)間變化規律
圖五：不同反饋補償電阻值下的光藕電流隨時(shí)間變化規律（放大版） 選取不同的反饋電容值，圖三中的C1(10nF-1uF) ，對流經(jīng)光藕的電流IPROB2分析，得到圖六。
圖六：不同反饋補償電容（C1）值下的光藕電流隨時(shí)間變化規律 選取不同的反饋電容值，圖三中的C2(1nF-100nF)，對流經(jīng)光藕的電流IPROB2分析，得到圖七。
圖七：不同反饋補償電容（C2）值下的光藕電流隨時(shí)間變化規律 仿真結果分析 從仿真的結果看，環(huán)路補償的三個(gè)參數對流過(guò)光藕的電流，即同比于FB上升（延時(shí)）到重新開(kāi)啟輸出驅動(dòng)的時(shí)間，影響很不相同。電阻R2的選擇影響很大，超過(guò)一定值后，開(kāi)始收斂，影響開(kāi)始變化不大。選好較大值的R2 后，與之串聯(lián)的C1，對結果影響很小。而極點(diǎn)電容C2 ，值選的越大，結果越差。 從理論分析來(lái)看，如圖三所示，當電源主控芯片停止發(fā)驅動(dòng)， 輸出下跌后，TL431的參考電壓低于TL431的基準電壓2.5V,TL431的陰極電壓就會(huì )上升，這個(gè)上升的電壓會(huì )通過(guò)反饋補償網(wǎng)絡(luò )R1，C1，C2補償TL431的基準電壓，如果基準電壓被重新抬升到2.5V，TL431會(huì )重新導通，產(chǎn)生拉電流，這個(gè)電流會(huì )有部分流過(guò)光藕，影響了流過(guò)光藕的電流收斂速度，并與陰極上升的電壓建立一定程度的動(dòng)態(tài)平衡。這與仿真的結果是一致的。 實(shí)驗驗證 在實(shí)際應用中，C2的值一般都比較小，主要考慮R2 ，C1的影響，為此實(shí)驗選擇了一臺60W，輸出12V/5A 的電源，按照圖三的反饋網(wǎng)絡(luò )，選取不同參數，測試FB引腳上的電壓快速上升的時(shí)間(TR)，來(lái)驗證仿真結果。實(shí)際測試中，為了得到系統進(jìn)出Burst的條件，負載設為動(dòng)態(tài)，從1A到0.3A動(dòng)態(tài)變化。波形八到十三的圖中，曲線(xiàn)C1為實(shí)測的FB 引腳上的電壓波形，曲線(xiàn)C2為芯片的驅動(dòng)波形。 1）選取參數如下：首先定義電容C2的值為1nF，定義電容C1 的值為100nF，選取不同的電阻R2 的值: 3K，9.1K，20K，75K。(結果見(jiàn)圖八，圖九，圖十, 圖十一） 2）選取參數如下：首先定義電容C2的值為1nF, 定義R2 的值為75K，選取不同的C1 的值: 1uF，10nF. (結果見(jiàn)圖十二，十三) 實(shí)際測試結果如下表一和表二 表一： 上升時(shí)間隨R2 變化表
表二： 上升時(shí)間隨C1的變化表
圖八：3K/100nF 740Us
圖九：9.1K/100nF 582.6US
圖十：20K/100nF 427.8uS
圖十一：75k/100nF 259uS
圖十二：75K /1uF 276.6uS
圖十三：75K/10nF 250.6uS 結論 從實(shí)測的結果來(lái)看，反饋電壓（FB）的上升時(shí)間與仿真的結果，變化的方向完全一致。因而，這種仿真方法能在這種有延遲環(huán)節的burst控制方法中得到響應時(shí)間的變化規律，在反饋補償網(wǎng)絡(luò )中，選擇較大的反饋電值，與較小的極點(diǎn)電容，有利于讓流過(guò)光藕的電流快速收斂至最小值。利用在靜態(tài)工作點(diǎn)作瞬態(tài)響應仿真的方法可以快速得到近似工程解。 參考文獻： ICE5ARXXXBZS 數據表，英飛凌科技股份有限公司 DEMO 5GSAG 60W1演示板，英飛凌科技股份有限公司 Model 310， 0.01 Hz - 30 MHz Frequency Response Analyzer 開(kāi)關(guān)電源環(huán)路中的TL431， Christophe Basso Designing control loops for linear and switching power supplies, Christophe Basso | |||||||||||||||||||||||||||
