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I.序言 如今，各種便攜式計算設備都應用了密集的印刷電路板（PCB）設計，并使用了多個(gè)高速數字通信協(xié)議，例如 PCIe、USB 和 SATA，這些高速數字協(xié)議支持高達 Gb 的數據吞吐速率并具有數百毫伏的差分幅度。設計人員必須小心的規劃 PCB 的高速串行信號走線(xiàn)，以便盡可能減少線(xiàn)對間串擾，防止信道傳輸對數據造成破壞。 入侵(aggressor)信號與受害(victim)信號出現能量耦合時(shí)會(huì )產(chǎn)生串擾，表現為電場(chǎng)或磁場(chǎng)干擾。電場(chǎng)通過(guò)信號間的互電容耦合，磁場(chǎng)則通過(guò)互感耦合。 方程式（1）和（2）分別是入侵信號對受害信號的感應電壓和電流計算公式，方程式（3）和（4）分別是入侵信號和受害信號之間的互電容和互電感計算公式。 圖中文字中英對照 nduced voltage on victim ：受害信號的感應電壓 mutual inductance between victim and aggressor ：受害信號和入侵信號間的互電感 transient edge rate of current due to aggressor ：受入侵信號影響的瞬態(tài)電流邊沿速率 induced current on victim ：受害信號的感應電流 mutual capacitance between victim and aggressor ：受害信號和入侵信號間的互電容 dielectric permittivity ：介電常數 overlapped conductive area between victim and aggressor ：受害信號和入侵信號間的重疊導電區域 distance between victim and aggressor ：受害信號和入侵信號間的距離 transient edge rate of voltage due to aggressor ：受入侵信號影響的瞬態(tài)電壓邊沿速率 如方程式（1）、（2）、（3）和（4）所示，距離增加時(shí)，受害信號和入侵信號之間的電感和電容耦合降低。然而，由于必須滿(mǎn)足便攜計算設備設計緊湊的要求，PCB 的尺寸有限，增加線(xiàn)間空隙的難度很大。 微帶線(xiàn)收發(fā)交叉布線(xiàn)和帶狀線(xiàn)收發(fā)非交叉布線(xiàn)的方法可緩解串擾或耦合問(wèn)題。 圖1 交叉布線(xiàn)(transmitted pair：發(fā)射對；received pair：接收對) 圖2 非交叉布線(xiàn)(transmitted pair：發(fā)射對；received pair：接收對) 當遠端串擾（FEXT）遠大于近端串擾（NEXT）時(shí)適用交叉模式。相反，當近端串擾遠大于遠端串擾時(shí)適用非交叉布線(xiàn)。近端串擾表示受害網(wǎng)絡(luò )鄰近入侵信號發(fā)射機而造成的串擾，遠端串擾表示受害網(wǎng)絡(luò )鄰近入侵信號接收機而造成的串擾。通過(guò)分析入侵信號和受害信號這兩個(gè)緊密耦合信號的 S 參數與瞬態(tài)響應，我們可以對比微帶線(xiàn)和帶狀線(xiàn)的遠端串擾和近端串擾。 II. 仿真 圖3 和圖4 分別是 ADS 中的 S 參數和瞬態(tài)分析仿真模型。圖3 中，100Ω差分阻抗和3 英寸長(cháng)的受害信號和入侵網(wǎng)絡(luò )信號線(xiàn)對的單模 S 參數通過(guò)數學(xué)方式轉變?yōu)椴罘帜Ｊ�。端�? 和端口2 分別表示入侵信號對的輸入和輸出端口，而端口3 和端口4 分別表示受害網(wǎng)絡(luò )信號對的輸入和輸出端口。入侵信號和受害信號的線(xiàn)對間空隙設置為8 mil（1 倍布線(xiàn)寬度）。 圖 4 中，中間的傳輸線(xiàn)表示受害網(wǎng)絡(luò )信號對，傳輸線(xiàn)兩端均端接電阻。在受害網(wǎng)絡(luò )信號對上方和下方的傳輸線(xiàn)中分別注入具有 30ps 邊沿速率的方波，以作為入侵信號。 圖3：S 參數仿真模型(coupled pairs：耦合對) 圖4：瞬態(tài)分析仿真模型(coupled pairs：耦合對) 差分 S 參數 Sdd31 表示近端串擾，Sdd41 表示遠端串擾。Sdd31 定義為端口3（受害網(wǎng)絡(luò )信號輸入端）感應電壓相對于端口1（入侵網(wǎng)絡(luò )信號輸入端）入射電壓的增益比，而 Sdd41 定義為端口4（受害網(wǎng)絡(luò )信號輸出端）感應電壓相對于端口1（入侵網(wǎng)絡(luò )信號輸入端）入射電壓的增益比。 圖5 和圖6 是耦合微帶線(xiàn)和帶狀線(xiàn)對的仿真 S 參數。圖5 顯示，Sdd31 低于 Sdd41，表明使用微帶線(xiàn)進(jìn)行布線(xiàn)的 Sdd41 或遠端串擾增益高于 Sdd31 或近端串擾；圖6 顯示，使用帶狀線(xiàn)進(jìn)行布線(xiàn)的 Sdd31 增益高于 Sdd41。 圖5：仿真微帶線(xiàn) Sdd31和 Sdd41(FEXT：遠端串擾；NEXT：近端串擾) 圖6：仿真帶狀線(xiàn) Sdd31和 Sdd41(FEXT：遠端串擾；NEXT：近端串擾) 圖7 和 圖8 分別是耦合微帶線(xiàn)和帶狀線(xiàn)對的遠端串擾和近端串擾時(shí)域瞬態(tài)響應仿真。如圖7 所示，當入侵線(xiàn)信號瞬態(tài)上升或下降時(shí)，微帶線(xiàn)布線(xiàn)的受害線(xiàn)的遠端感應電壓峰值（0.3V）遠大于近端峰值（0.05V）；圖8帶狀線(xiàn)仿真顯示，受害信號線(xiàn)的遠端感應電壓峰值與近端相當（0.05V）。受害信號的誤觸發(fā)或感應峰值會(huì )增加接收機集成電路（IC）噪聲裕量超限幾率，進(jìn)而增加比特誤差率（BER）。 圖7：微帶線(xiàn)遠端串擾和近端串擾時(shí)域響應仿真（Waveform：波形；Aggressor：入侵信號） 圖8：帶狀線(xiàn)遠端串擾和近端串擾時(shí)域響應仿真（Waveform：波形；Aggressor：入侵信號） 為了盡可能降低緊密耦合線(xiàn)對之間的串擾，微帶線(xiàn)采用收發(fā)交叉布線(xiàn)而帶狀線(xiàn)應用收發(fā)非交叉布線(xiàn)是一個(gè)更好的選擇。 III. 原型 PCB 測量 為了驗證仿真結果與實(shí)際測量的關(guān)聯(lián)性，我們需要制作原型 PCB。圖9 和 圖10 是耦合微帶線(xiàn)和帶狀線(xiàn)的 S 參數測量結果。如圖9 所示，近端串擾低于遠端串擾；圖10 中，遠端串擾低于近端串擾。 圖9：微帶線(xiàn)的 S 參數測量結果 圖10：帶狀線(xiàn)的 S 參數測量結果 圖11 和 圖12 分別是耦合微帶線(xiàn)和帶狀線(xiàn)對的遠端串擾和近端串擾時(shí)域瞬態(tài)響應測量結果。圖11 中，入侵線(xiàn)的信號瞬態(tài)上升或下降時(shí)，受害線(xiàn)的遠端感應電壓峰值（0.3V）遠大于近端峰值（0.1V）；圖12 中，受害線(xiàn)的遠端感應電壓峰值與近端峰值相當（0.1V）。 圖 11：微帶線(xiàn)遠端串擾和近端串擾時(shí)域響應測量結果（nsec：納秒） 圖 12：帶狀線(xiàn)遠端串擾和近端串擾時(shí)域響應測量結果（nsec：納秒） IV. 總結 本文介紹了優(yōu)化信號布線(xiàn)以顯著(zhù)減少串擾的方法。S 參數和時(shí)域瞬態(tài)響應的分析結果顯示：采用微帶線(xiàn)收發(fā)交叉布線(xiàn)和帶狀線(xiàn)非交叉布線(xiàn)方案可以最大限度地減少串擾。要實(shí)現極高的數據速率，PCB 設計必須優(yōu)化信號布線(xiàn)，以確保卓越的信號質(zhì)量。 參考： [1] Crosstalk overview by Intel [2] Edward B. Rosa, “The Self and mutual inductances of linear conductors”, Washington, 1908 [3] Signal Integrity Challenges and Design Practices on a Mobile Platform, Nanditha Rao and Sara Stille [4] Use S-parameters to describe crosstalk, Eric Bogatin and Alan Blankman |
